一种基于偏置翻转整流的高效压电能量采集电路

摘要

一种基于偏置翻转整流的高效压电能量采集电路，属于电力电子技术领域。本发明采用第一比较器COM1和第二比较器COM2分别控制第一整流管和第二整流管的栅极，并采用时钟生成单元输出的时钟信号CLK控制第一互补开关管中第二PMOS管M3A和第二互补开关管中第三NMOS管M4A的栅极，采用时钟生成单元输出的反向时钟信号

说明书

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种采用互补开关管和续流二极管对有源整流进行改进，使得压电能量更高效得到采集的压电能量采集电路，并应用到后级电路，主要应用于便携式的无线充电领域。

背景技术

随着无线电通讯与微机电系统(MEMS)技术的不断发展，无线可携带微电子设备得到广泛的关注。其应用范围不断扩大，如野生动物跟踪、人体健康检测系统、野外行军检测装置等。随着微机电系统的不断微型化以及可携带性的要求，传统电池供电体积过大且寿命有限，已不足以支撑系统应用。

为了取代传统电池，从周围环境中收集能量供电被广泛应用，其中压电能量采集无需驱动电源，转换效率高，输出电压、能量密度高且易与MEMS技术集成，能更好地适应环境而备受关注。压电(piezoelectric，PE)装置呈电容性，通常等效为一个电流源与一个电容和电阻并联。电流源提供了正比于振动大小的交流电流。压电装置输出的能量不能直接用于负载电路，这就需要压电能量采集电路，一个整流器，高效地将压电装置输出的交流电流转换成可供后级电路使用的直流信号。这个电路的作用很关键，它直接决定了从压电装置中提取的能量多少。

现在广泛应用在压电能量采集系统的是无源全桥整流。但是，无源全桥整流主要的限制在于效率低。主要有两个原因，一是无源二极管的正向压降较大；二是压电装置大部分的有效电流没有在输入电压达到峰值时流至输出，在给压电电容充电以及放电的过程中有大量的电荷损失，从而限制了从压电装置中提取的最大能量。如图1，偏置翻转电路的提出，利用一个串联电感将压电电容的电压先汲取出来后还给电容，减少了电荷的损失。但偏置翻转过程中的能量损失限制了能量采集效率。

现在限制压电能量采集电路输出功率的主要问题是：在每半个周期整流器在将电荷通过整流管传输至恒定输出电压之前，压电输出电压会从Vrect(-Vrect)翻转至-Vrect(Vrect)。由于压电装置的信号频率与振动频率相同，通常为几十到几百赫兹，具有较低的谐振频率，因此压电等效阻抗中的容性项起主要作用。压电等效电路中存在电容，意味着当电压翻转通过该电容时，压电输入电流会损失大量的电荷。若在翻转点处形成一个RLC振荡回路，即可将电容中的电荷先储存在电感中，再由电感将电荷释放给电容。在理想情况下，电荷将无损失地回到电容中，且电压从Vrect(-Vrect)翻转至-Vrect(Vrect)。实际受振荡电路品质因素Q的限制，翻转后的电压值会略低于翻转前。在偏置翻转技术中，电感只在过零点时与压电装置并联连接。在每半个周期，当电感所有的能量都释放给电容后，必须立刻与压电装置断开连接。因此，电感连接和断开的时间非常重要，影响了整个传输过程的效率。为了精确控制开/关，需要一个复杂的电路来对开关进行外部控制，其中过零点的检测也增加了电路的复杂度。现有的解决方案是利用一个串联电感来翻转通过压电电容的电压，并采用比较器分别比较压电输出电压与能量采集电路输出电压和地电位来判断充电、输出、翻转过程，从而控制整流管栅信号以及开关管栅信号，实现三种状态的自适应转换，无需复杂的控制电路，但是其效率受翻转过程中的电压翻转率限制。

发明内容

本发明的目的，就是改进已有技术中限制提取效率的部分，得到一种更加高效的能量采集电路，从而使最大输出功率更加接近理想值。

本发明的技术方案：

一种基于偏置翻转整流的高效压电能量采集电路，包括偏置翻转整流电路、比较器单元、时钟生成单元、电流基准单元、电容CL和负载电阻RL，

所述偏置翻转整流电路包括压电装置和电感L，所述比较器单元包括第一比较器COM1和第二比较器COM2，所述压电装置一端连接第一比较器COM1和第二比较器COM2的正向输入端，另一端连接电感L的一端；所述第一比较器COM1的输出端连接时钟生成器的第一输入端，所述第二比较器COM2的输出端连接时钟生成器的第二输入端，所述电流基准单元输出的基准电流In作为第一比较器COM1和第二比较器COM2的电流源，所述偏置翻转整流电路的输出电压Vrect作为时钟生成单元和电流基准单元的电源电压，电容CL和负载电阻RL并联并接在所示偏置翻转整流电路的输出电压Vrect和地之间；

所述偏置翻转整流电路还包括第一整流管、第二整流管、第一互补开关管和第二互补开关管，

所述第一整流管包括第一NMOS管M1A和第一二极管M1B，所述第一NMOS管M1A的栅极接第二比较器COM2的输出端，其漏极接第一二极管M1B的阴极、第二比较器COM2和第一比较器COM1的正向输入端，第一NMOS管M1A的源极、第一二极管M1B的阳极和第一比较器COM1的负向输入端接地；

所述第二整流管包括第一PMOS管M2A和第二二级管M2B，第一PMOS管M2A的栅极接第一比较器COM1的输出端，其漏极接第二二极管M2B的阳极和第一比较器COM1的正向输入端，其源极接第二二极管M2B的阴极和第一比较器COM1的负向输入端并作为所述偏置翻转整流电路的输出端；

所述第一互补开关管包括第二PMOS管M3A和第二NMOS管M3B，第二PMOS管M3A的栅极接时钟生成单元输出的时钟信号CLK，第二NMOS管M3B的栅极接时钟生成单元输出的反向时钟信号第二PMOS管M3A的源极和第二NMOS管M3B漏极相连并连接第一比较器COM1的负向输入端，第二PMOS管M3A的漏极接第二NMOS管M3B的源极和电感L未与压电装置连接的一端；

所述第二互补开关管包括第三NMOS管M4A和第三PMOS管M4B，第三NMOS管M4A的栅极接时钟生成单元输出的时钟信号CLK，第三PMOS管M4B的栅极接时钟生成单元输出的反向时钟信号第三NMOS管M4A的漏极接第三PMOS管M4B的源极和第二PMOS管M3A的漏极，第三NMOS管M4A的源极和第三PMOS管M4B的漏极接地。

具体的，所述时钟生成单元包括非门、或非门、第一触发器D1和第二触发器D2，

非门的输入端连接所述偏置翻转整流电路中第二比较器COM2的输出端，其输出端连接或非门的第一输入端；或非门的第二输入端连接所述偏置翻转整流电路中第一比较器COM1的输出端，其输出端连接第一触发器D1的Clk输入端；第一触发器D1的预置端连接其输出端，第一触发器D1的Q输出端连接第二触发器D2的输入端Clk，第二触发器D2的预置端连接其输出端，第二触发器D2的输出端输出所述时钟生成单元的反向时钟信号其Q输出端输出所述时钟生成单元的时钟信号CLK，第一触发器D1和第二触发器D2的清零端连接所述偏置翻转整流电路的输出电压Vrect。

具体的，所述压电装置包括并联的压电电容Cp、电流源Ip和压电电阻Rp。

具体的，所述电流基准单元输出的基准电流In为30nA。

本发明的有益效果：本发明在偏置翻转整流电路中采用第一互补开关管和第二互补开关管与第一整流管和第二整流管来允许电流两个方向的流动，通过互补开关来减小开关管导通电阻随电压的变化；利用整流管的反向恢复电荷叠加到流向输出的电荷，从而提高偏置翻转过程中的电压翻转率；并通过调节比较器的传输时延，从而改善自适应转换，控制电压翻转半个周期时转换到充电状态，以进一步提高电压翻转率。本发明改进的压电能量采集电路进一步减少了电荷损失，能高效采集压电装置中的能量；且该电路无需引入外加电源，电路规模小，易于微型化，便于携带，可应用于可携带式无线充电设备中。

附图说明

图1为传统偏置翻转整流电路图。

图2为本发明提供的一种基于偏置翻转整流的高效压电能量采集电路整体结构。

图3为图2中偏置翻转整流电路中互补开关管、整流管和压电装置的具体结构。

图4为实施例中采用的比较器电路图。

图5为实施例中采用的时钟生成器及其时序图。

具体实施方式

下面结合实施例和附图对本发明进行详细的描述。

如图2所示为本发明提出的压电能量采集电路的具体示意图，包括偏置翻转整流电路、比较器单元、时钟生成单元、电流基准单元电容CL和负载电阻RL，所述偏置翻转整流电路包括压电装置和电感L，所述比较器单元包括第一比较器COM1和第二比较器COM2，所述压电装置一端连接第一比较器COM1和第二比较器COM2的正向输入端，另一端连接电感L的一端；所述第一比较器COM1的输出端连接时钟生成器的第一输入端，所述第二比较器COM2的输出端连接时钟生成器的第二输入端，所述电流基准单元输出的基准电流In作为第一比较器COM1和第二比较器COM2的电流源，所述偏置翻转整流电路的输出电压Vrect作为时钟生成单元和电流基准单元的电源电压，电容CL和负载电阻RL并联并接在所示偏置翻转整流电路的输出电压Vrect和地之间。偏置翻转整流电路还包括第一整流管、第二整流管、第一互补开关管和第二互补开关管，如图3(e)所示，所述第一整流管包括第一NMOS管M1A和第一二极管M1B，所述第一NMOS管M1A的栅极接第二比较器COM2的输出端，其漏极接第一二极管M1B的阴极、第二比较器COM2和第一比较器COM1的正向输入端，第一NMOS管M1A的源极、第一二极管M1B的阳极和第一比较器COM1的负向输入端接地；如图3(d)所示，所述第二整流管包括第一PMOS管M2A和第二二级管M2B，第一PMOS管M2A的栅极接第一比较器COM1的输出端，其漏极接第二二极管M2B的阳极和第一比较器COM1的正向输入端，其源极接第二二极管M2B的阴极和第一比较器COM1的负向输入端并作为所述偏置翻转整流电路的输出端；如图3(a)所示，所述第一互补开关管包括第二PMOS管M3A和第二NMOS管M3B，第二PMOS管M3A的栅极接时钟生成单元输出的时钟信号CLK，第二NMOS管M3B的栅极接时钟生成单元输出的反向时钟信号第二PMOS管M3A的源极和第二NMOS管M3B漏极相连并连接第一比较器COM1的负向输入端，第二PMOS管M3A的漏极接第二NMOS管M3B的源极和电感L未与压电装置连接的另一端；如图3(b)所示，所述第二互补开关管包括第三NMOS管M4A和第三PMOS管M4B，第三NMOS管M4A的栅极接时钟生成单元输出的时钟信号CLK，第三PMOS管M4B的栅极接时钟生成单元输出的反向时钟信号第三NMOS管M4A的漏极接第三PMOS管M4B的源极和第二PMOS管M3A的漏极，第三NMOS管M4A的源极和第三PMOS管M4B的漏极接地。如图3(c)所示，等效的压电装置包括并联的压电电容Cp、电流源Ip和压电电阻Rp。

利用串联电感L来翻转通过压电装置中压电电容Cp的电压。采用第一比较器COM1和第二比较器COM2分别控制第一整流管中第一NMOS管M1A和第二整流管中第一PMOS管M2A的栅极，并采用时钟生成单元输出的时钟信号CLK控制第一互补开关管中第二PMOS管M3A和第二互补开关管中第三NMOS管M4A的栅极，采用时钟生成单元输出的反向时钟信号控制第一互补开关管中第二NMOS管M3B和第二互补开关管中第三PMOS管M4B的栅极，从而实现充电、输出、翻转三种状态的自适应转换。采用两个互补开关管和两个整流管提高偏置翻转过程中的电压翻转率。

所述比较器单元的一种实现电路如图4，左图为第二比较器COM2，通过比较压电装置输出的压电电压Vp与地电位来输出控制信号：当Vp大于零时，第二比较器COM2的输出G1为低电平；当Vp小于或等于零时，G1为高电平。右图为第一比较器COM1，通过比较压电装置输出的压电电压与偏置翻转整流电路的输出电压Vrect来输出控制信号：当Vp大于或等于Vrect时，第一比较器COM1的输出G2为低电平；当Vp小于Vrect时，G2为高电平。

所述时钟生成单元的一种实现形式及其时序图如图5所示，时钟生成单元包括非门、或非门、第一触发器D1和第二触发器D2，非门的输入端连接所述偏置翻转整流电路中第二比较器COM2的输出端，其输出端连接或非门的第一输入端；或非门的第二输入端连接所述偏置翻转整流电路中第一比较器COM1的输出端，其输出端连接第一触发器D1的Clk输入端；第一触发器D1的预置端连接其输出端，第一触发器D1的Q输出端连接第二触发器D2的输入端Clk，第二触发器D2的预置端连接其输出端，第二触发器D2的输出端输出所述时钟生成单元的反向时钟信号其Q输出端输出所述时钟生成单元的时钟信号CLK，第一触发器D1和第二触发器D2的清零端连接所述偏置翻转整流电路的输出电压Vrect。

由第一比较器COM1和第二比较器COM2的输出作为时钟生成单元的输入：在t1时刻，第一比较器COM1的输出G2的上升沿时，时钟信号CLK为高电平；在t2时刻，第二比较器COM2的输出G1的下降沿时，时钟信号CLK为低电平。时钟生成单元输出的时钟信号CLK和反向时钟信号控制互补开关管的栅信号，来允许电流两个方向的流动。时钟生成单元和电流基准单元的电源电压由能量采集电路的输出电压Vrect提供，电流基准单元输出的基准电流In作为比较器单元的电流输入。

本实施例中电流基准单元输出一个30nA的基准电流，由于压电装置输入的电流通常只为几十uA，且两个比较器均对输出电流分流，采用电流基准单元可以为比较器提供一个低电流的输入，控制比较器分走的电流，从而进一步增大压电采集电路的输出功率。

图2所示的电路工作过程如下：

首先是压电电容Cp充电的过程，时钟信号CLK为高电平，第一互补开关管导通，信号源即电流源Ip给压电电容Cp充电，由于压电电容Cp左极板接地，右极板Vp逐渐充电至偏置翻转整流电路的输出电压Vrect。

此时第一比较器COM1的输出G2变为低电平，第二整流管导通，信号源经过第二整流管、第一互补开关管与负载RL接通，电流流向输出，这个过程为输出过程。

稳定输出到电流翻转时，由于电流的反向Vp降低，使得第一比较器COM1的输出G2变为高电平，时钟信号CLK翻转，使得第一互补开关管截止而第二互补开关管导通。压电电容Cp左极板因为第二互补开关管导通，直接与输出相连，变为偏置翻转整流电路的输出电压Vrect，由于电容电荷不变，两端电压差不变，则右极板电压Vp则变为2Vrect，使得第二整流管依旧导通，形成了一个RLC回路。此时电容放电，将能量全部传输至电感L处，电感L再释放能量给压电电容Cp，使得电容极性反转。翻转完成后，压电电容Cp左极板为偏置翻转整流电路的输出电压Vrect，由于RLC电路品质因素的限制，右极板与左极板的电压差不能完全从Vrect翻转至-Vrect，因此右极板为略大于零。这个过程为偏置翻转过程。这使得第一比较器COM1的输出G2变为高电平，于是有下一个阶段。由于时钟信号CLK仍然是低电平，第二互补开关管导通，进入压电电容Cp的充电过程。待右极板电压降为0时，第二比较器COM2的输出G1变为高电平，第一整流管导通，进入输出过程。再在电流翻转点处进入偏置翻转过程。

翻转半个周期后Vp的电压为：即翻转率：其中式中R即为翻转过程中所有的导通电阻之和，ω₀为压电信号的频率，L为串联电感值，Cp为压电电容，V_i表示翻转前的Vp电压，表示振荡电路的1/4个周期。

根据上述的说明，通过第一比较器COM1和第二比较器COM2控制第一整流管和第二整流管的栅信号实现了充电、输出、翻转的自适应转换，采用串联电感L帮助压电电容Cp实现电压翻转，并通过第一互补开关管和第二互补开关管与第一整流管和第二整流管提升电压翻转率，可以实现压电能量的高效采集，应用无可便携式的无线充电设备中。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。