一种基于傅里叶变换的多载波超奈奎斯特系统的实现方法

摘要

本发明公开了一种基于傅里叶变换的多载波超奈奎斯特系统实现方法，在发送端，信息序列补零重排后经并行的逆快速傅里叶变换IFFT模块，通过对IFFT模块输出信号进行旋转求和再进行脉冲整形，将整形后的信号以高于奈奎斯特速率的符号速率送达接收机；在接收端，接收信号经整形脉冲加窗截短和相位旋转，然后进行混叠和补零操作，补零后的信号经并行的快速傅里叶变换FFT模块，对经FFT变换后的信号进行旋转求和得到解调信号输出。本发明方法不仅极大降低了MFTN系统实现复杂度，还能兼容现存的正交多载波传输系统。

说明书

技术领域

本发明主要涉及通信技术，具体涉及频谱高效的多载波超奈奎斯特(multicarrier faster-than-Nyquisy,MFTN)传输系统的实现，为一种基于傅里叶变换FT的多载波超奈奎斯特MFTN系统的实现方法。

背景技术

多载波超奈奎斯特(MFTN)是一种频谱高效的无线通信技术。它通过减小传统多载波传输系统，如正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexion,OFDM)，子载波频率间隔以及符号时间间隔来传输信息，并且使得系统在一定的条件下误码性能保持不变，从而极大的提升多载波传输系统的频谱利用效率。该技术最早在2005年9月由Rusek在IEEE International Symposium on Information Theory第970-974页的“The TwoDimensional Mazo Limit”一文中提出，该论文以参引方式被纳入本文。

一些关于MFTN技术的用途已被描述。例如，Banelli和Buzzi等于2014年7月在IEEESignaling Processing Magazine第36卷第6期80-93页的“Modulation Formats andWaveforms for 5G Networks:Who will be the Heir of OFDM？”一文中指出，MFTN传输技术可被视作解决未来频谱资源稀缺以及满足高传输速率要求的有效手段，并且已被第五代移动通信系统(5G)作为候选传输波形之一而纳入考虑，该论文以参引的方式被纳入本文。

现有的多载波传输系统，如OFDM、WiMAX等主要是基于傅里叶变换(Fouriertransform,FT)来实现信号调制和解调，它的主要优点是便于硬件实现。但由于MFTN传输系统载波间隔小于正交载波间隔，导致传统的FFT算法无法直接应用，而采用直接实现方法又导致计算复杂度太高且对硬件资源要求也较高。为使MFTN传输系统便于硬件实现，Dasalukunte等于2011年4月在IEEE Transactions on Circuits and Systems-I:RegularPapers第58卷第4期第827-838页“Multicarrier Faster-than-Nyquist SignalingTransceivers:Hardware Architecture and Performance Analysis”一文中将MFTN信号投影到一系列正交基上实现信号的调制和解调，该论文以参引方式被纳入本文。

此外，Whatmough等2012年在IEEE Transactions on Circuits and System-I:Regular Papers第59卷第5期第1107-1118页“VLSI Architecture for a ReconfigurableSpectral Efficient FDM Baseband Transmitter”一文中给出了一种频谱高效的频分复用(SEFDM)系统子载波频率为正交子载波频率分数倍时的基于FT的信号调制方法，该论文以参引方式被纳入本文。但现有的方法并不适用于MFTN系统，本发明基于FT变换的MFTN系统实现方法对于MFTN传输技术的有效实现以及和目前多载波传输系统兼容具有重要的实践意义。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于FT变换的MFTN系统实现方法，便于MFTN传输系统的硬件实现，且计算复杂度较低，还能使MFTN传输系统和现有的多载波传输系统兼容。

本发明的技术方案为：一种基于傅里叶变换的多载波超奈奎斯特系统的实现方法，其特征是在发送端，信息序列变换为并行数据流，补零重排得到信号矩阵，经并行的逆快速傅里叶变换IFFT模块，对IFFT模块输出信号进行旋转求和再进行脉冲整形，将整形后的信号以高于奈奎斯特速率的符号速率送达接收端；在接收端，接收信号经整形脉冲加窗截短和相位旋转，然后进行混叠，补零重排得到信号矩阵，经并行的快速傅里叶变换FFT模块，对经FFT变换后的信号进行旋转和求得到解调信号输出。

其中发送端的步骤如下：

第一步，多载波超奈奎斯特MFTN系统参数包括：K个子载波、离散符号间隔N、长度为L_g的整形脉冲g(n),n＝0,1,…,L_g-1，时域压缩因子τ,τ<1，以及频域压缩因子二进制信源经信道编码、伪随机交织和星座映射后，串/并变换变为K路并行数据流，在第l个符号周期，对K路信号进行尾补零，得到长度为cK的信息序列，对补零后的信息序列进行重排，得到c×K的信息序列矩阵；

第二步，将重排后的信息序列通过c个K点并行逆快速傅里叶变换IFFT模块；

第三步，对经IFFT变换后的输出信号进行旋转并求和，得到长度为K的信息序列；

第四步，对长度为K的信息序列进行堆栈，得到和整形脉冲g(n)一样的长度L_g；

第五步，将堆栈后的数据矢量和整形脉冲矢量g＝{g(0),g(1),…,g(L_g-1)}进行逐元素对应相乘，即进行脉冲整形，得到整形后的信号矢量

第六步，将整形后的数据按离散符号周期τN进行平移叠加，得到发送信号s(n)，即

设经信道传输后的接收信号为r(n)，对应发送端，MFTN传输系统接收端的实现步骤如下：

第一步，在第l个符号周期，用长度为L_g的整形脉冲g(n)对接收信号r(n)进行加窗处理，得到长度为L_g的接收信息序列，即r_l(n)＝r(n)g(n-lτN)；

第二步，对接收信息序列进行分段和旋转运算，得到第行长度为K的旋转后的信号矢量r’_l,i，

第三步，对旋转后的行信号进行混叠处理，得到长度为K的序列矢量r_l'；

第四步，对混叠后的信号矢量r_l'进行尾补零，得到长度为cK的信息序列，然后对补零后的信号进行重排，得到c×K的信号矩阵

第五步，将重排后的数据矢量通过c个并行的K点FFT变换模块；

第六步，对FFT运算后的数据矢量进行旋转求和得到解调信号

第七步，对解调后的信号进行ISI/ICI均衡、星座逆映射、伪随机解交织和信道译码以及软判决后输出。

本发明与现有MFTN系统实现方法相比，其显著优点为：

(1)极大降低了发送端和接收端的计算复杂度。由于MFTN传统系统子载波不再正交，传统基于直接实现的方法在发送端需要对每个载波上的数据进行脉冲整形，在接收端同样需要对每个载波上的数据进行匹配滤波。而本发明方法借助于FT变换，发送端只需对IFFT模块处理后的数据进行一次脉冲整形，接收端只需进行一次匹配滤波，然后进行FFT变换和相位旋转即可得到解调信号。

(2)便于硬件实现。FFT/IFFT算法的重要特点就是便于FPGA等的快速实现，且本发明采用c个并行的FFT/IFFT运算模块来实现MFTN信号的调制和解调，极大的节省计算时间和存储资源。

(3)使得MFTN传输系统和现有多载波传输系统兼容。目前的多载波传输系统主要是基于FFT/IFFT算法实现信号的调制和解调。因而，本发明方法实现的基于FT的MFTN传输系统无需改变现有的多载波传输系统硬件结构便可以实现频谱效率的提升。

附图说明

图1是MFTN系统信号时频网格图。

图2是MFTN系统两维Mazo极限性能曲线。

图3是MFTN系统不同时-频压缩因子下的误码性能曲线。

图4是本发明中基于IFFT算法的MFTN系统发射实现框图。

图5是本发明中基于FFT算法的MFTN系统接收实现框图。

图6是MFTN系统不同实现方法计算复杂度比较曲线。

具体实施方式

本发明是基于FT的MFTN系统实现方法。当载波频率(或带宽)压缩因子υ为分数时，在发送端，信号的调制可通过对并行的IFFT模块输出信号进行旋转堆栈后进行整形滤波。接收端，信号的解调可通过对加窗后的信号进行混叠并对并行的FFT模块输出信号进行旋转求和后得到。该方法不仅可降低MFTN传输系统的实现复杂度，还能够使得MFTN传输系统和现有的多载波传输系统兼容。

参见图1所示的MFTN信号时频网格图。基带MFTM传输信号可表示为

其中，τ为时间加速因子，υ为频率加速因子，通常，τ,υ∈(0,1]，当τυ＝1时，(1)式表示传统正交多载波传输系统，对于MFTN传输系统，υ<1。a_l,k为第l个符号周期、第k个载波上的数据符号，K为子载波个数，N为离散符号周期，g(n)为长度为L_g的整形脉冲。

图2示出了MFTN传输系统两维Mazo极限性能曲线。Mazo极限是使信号的最小欧式距离保持不变的最小时-频压缩因子。如图中可以看到的，当压缩因子较小时，如τ＝0.75,υ＝0.8，MFTN传输系统最小欧式距离仍可以保持不变。

图3示出了MFTN传输系统采用码率为1/2的(7,5)卷积码编码并结合Turbo均衡后在不同时-频压缩因子下的误码性能曲线，这里采用的是滚降因子为0.3的根升余弦脉冲。如图中可以看到的，正如图2所反映的，在一定条件下，MFTN传输系统在提升传输速率的同时系统误码性能几乎没有损失。

结合图4，本发明基于FT的MFTN系统实现方法，在发端，具体步骤如下：

第一步，对K个子载波、离散符号间隔为N，长度为L_g，的整形脉冲g(n),n＝0,1,…,L_g-1，时域压缩因子为τ,τ<1，频域压缩因子为的MFTN传输系统。二进制信源经信道编码，如LDPC码或Turbo码编码、伪随机比特交织、星座映射，如QAM或PSK映射，后的符号进行串/并变换，在第l个符号周期，将串行数据流转换为K路并行数据流，然后对K路数据流尾填充K(c-1)个零元素，对填充后的数据进行重排，即表示a除b的余数，a_l,k为重排前的数据符号,a’_l,k为重排后的数据符号；

第二步，将重排后的数据a’_l,k转化为c×K的矩阵A_l，然后对矩阵A_l的第d行元素进行K点的IFFT，d＝{0,1,…,c-1}，即

第三步，对经IFFT模块运算后的信号进行旋转并求和，即其中，表示向上取整运算；

第四步，对旋转求和后的信号矢量进行堆栈运算，得到和整形脉冲g(n)一样长度的信号矢量其中

第五步，将堆栈后的数据矢量和整形脉冲矢量g＝{g(0),g(1),…,g(L_g-1)}进行逐元素对应相乘，即其中⊙表示点乘运算；

第六步，将整形后的数据按离散符号周期τN进行平移叠加，得到发送信号s(n)，即

设经信道传输后的接收信号为r(n)，结合图5，对应发送端，MFTN系统接收端的实现步骤如下：

第一步，在第l个符号周期，用整形脉冲g(n)对接收信号r(n)进行加窗截短，得到长度为L_g的接收信息序列，即r_l(n)＝r(n)g(n-lτN)；

第二步，将长度为L_g的接收信息序列矢量r_l分段并转换为的信号矩阵R_l，对矩阵R_l的第行数据进行相位旋转，得到信号

第三步，对旋转后的信号矩阵进行混叠，即将中的每一行元素对应相加，得到长度为K的序列矢量r_l'，即

第四步，对混叠后的信号矢量r_l'尾补K(c-1)个零元素，得到长度为cK的符号矢量r_l”，对补零后的信号进行重排，即其中为重排后的数据，然后将重排后的信号矢量转换为c×K的信号矩阵

第五步，对重排后的信号矩阵的第d行元素进行K点的FFT，d＝{0,1,…,c-1}，即

第六步，对第d行经FFT模块运算后的数据矢量进行旋转求和得到解调信号，即

第七步，对解调后的信号进行ISI和ICI均衡、星座逆映射，如QAM或PSK逆映射、伪随机解交织和信道译码，如LDPC码或Turbo码译码、判决后输出。

为了验证本发明的有效性，对MFTN系统的两种实现方法，即基于公式(1)的直接实现方法和本发明所使用的基于FT的实现方法进行了比较。

图6给出了MFTN系统两种实现方法的计算复杂度比较结果。由于发送端和接收端复杂度类似，这里主要考虑了发送端的计算复杂度。其中，子载波个数为K＝32,…,1024，离散符号周期为N＝K，频域压缩因子为υ＝3/4，整形脉冲长度为L_g＝4K，如图中可以看到的，随着子载波数量的增加，本发明方法计算复杂度较传统实现方法优势更为明显。例如，当子载波个数为K＝64时，使用发明本方法可以获得较传统实现方法约9倍的计算复杂度降低。而当子载波个数为K＝512时，使用本发明方法可使复杂度降低约51倍。

应理解，以上所描述的实施方案仅为本发明的典型实施例而已，并不用以限制本发明方法。相反，本发明范围包括上文描述的不同特征组合。任何与本发明精神和原则类似或接近的修改、替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。