接收器组件和用于增强接收器中的时间跟踪过程的检测范围的方法

摘要

一种接收器组件和一种用于增强接收器中的时间同步过程的检测范围的方法利用所接收信号与已知前导码序列的多个交叉相关。所述多个交叉相关的结果划分成延迟片段。所述多个交叉相关中的一个的所述延迟片段与所述多个交叉相关中的另一个的所述延迟片段进行比较以确定所述多个交叉相关结果中的所述一个的所述延迟片段的延迟。

说明书

技术领域

本发明涉及接收器组件和用于增强接收器中的时间跟踪过程的检测范围的方法。

背景技术

在基于正交频分复用(OFDM)的单频网络(SFN)中，相同发射信号由各种发射塔在相同载波频率上同时广播。接收器处所接收的信号始终为所有所发射信号的叠加。因此，信道脉冲响应包括所有所接收信号路径，其归因于路径损耗而个别地衰减且归因于其物理信号传播而延迟。

在保护区间的时间跨度内到达接收器的那些SFN信号贡献于所要信号能量。然而，在保护区间之外到达的那些信号部分贡献于符号间干扰，且因此扰乱所要信号接收。

在移动环境中，所接收SFN信号贡献的衰减持续改变和衰退。因此，接收器侧的时间跟踪算法负责调整快速傅里叶变换(FFT)窗口提取的时序位置，使得信号干扰噪声比(SINR)最大化。对于脱离保护的信道，这意味着时间跟踪算法需要随时间监视所有相关信号贡献，且相应地移动FFT窗口位置。

对于数字音频广播(DAB)或DAB加(DAB+)接收器，时间跟踪算法在先验已知前导码符号(例如TFPR符号)上实行。所接收信号与完全已知前导码的交叉相关提供接收天线处的信道脉冲响应。然而，前导码符号的交叉相关具有有限检测范围±FFT_SIZE/2。因此，落在以上检测范围内的所有延迟抽头(delay tap)能被可靠地检测到。然而，检测范围之外的延迟抽头变得不明确且无法可靠地检测到，或甚至可能被曲解。另外，相关检测范围也可能是不对称的，例如FFT_SIZE/4、...、FFT_SIZE*3/4，这样可能难以对信道脉冲响应的功率延迟曲线建模。

发明内容

一种接收器组件和一种用于增强接收器中的时间同步过程的检测范围的方法利用所接收信号与已知前导码序列的多个交叉相关。所述多个交叉相关的结果划分成延迟片段。所述多个交叉相关中的一个的延迟片段与所述多个交叉相关的另一个的延迟片段进行比较以确定所述多个交叉相关结果中的所述一个的延迟片段的延迟。

在实施例中，一种用于增强接收器中的时间同步过程的检测范围的方法包括：对所接收信号的不同部分与已知前导码序列执行多个交叉相关以导出多个交叉相关结果；将所述交叉相关结果中的每一个划分为多个延迟片段；以及将多个交叉相关结果中的一个的延迟片段与多个交叉相关结果中的另一个的延迟片段比较以确定多个交叉相关结果中的所述一个的延迟片段的延迟。

在实施例中，一种用于增强基于数字音频广播的接收器中的时间同步过程的检测范围的方法包括：对所接收信号与已知前导码序列执行第一和第二交叉相关以导出第一和第二交叉相关结果，其中第二交叉相关相对于第一交叉相关经时间移位；将第一和第二交叉相关结果中的每一个划分为多个延迟片段；以及将第一交叉相关结果的延迟片段的量值与第二交叉相关结果的延迟片段的量值比较以确定第一交叉相关结果的延迟片段的延迟。

在实施例中，一种接收器的组件包括：多个交叉相关模块，其被配置成对所接收信号的不同部分与已知前导码序列执行多个交叉相关以导出多个交叉相关结果；多个划分模块，其耦合到所述多个交叉相关模块，所述划分模块被配置成将所述交叉相关结果中的每一个划分为多个延迟片段；以及模糊度解析模块，其被配置成将多个交叉相关结果中的一个的延迟片段与多个交叉相关结果中的另一个的延迟片段比较以确定多个交叉相关结果中的所述一个的延迟片段的延迟。

根据本发明的其它方面将从借助于本发明原理的实例说明的结合附图进行的以下详细描述中变得显而易见。

附图说明

图1描绘根据本发明的实施例的双调谐器接收器的示意框图。

图2描绘对于时间跟踪过程使用单一交叉相关的时域中的OFDM符号结构。

图3描绘根据本发明的实施例的对于时间跟踪过程使用两(2)个交叉相关的时域中的OFDM符号结构。

图4描绘根据本发明的实施例的第一和第二交叉相关结果，其中的每一个划分成四(4)个延迟片段I、II、III和IV。

图5描绘实际上扩展的第一和第二交叉相关结果。

图6描绘根据本发明的实施例的双调谐器接收器的同步和跟踪单元的组件的框图。

图7描绘用于增强接收器中的时间跟踪过程的检测范围的方法的一个实施例的流程图。

通篇描述中，可以使用类似的参考标号来表示类似的元件。

具体实施方式

将容易理解，本文中大体描述且在附图中示出的实施例的组件可以以各种各样不同的配置来布置和设计。因此，图中所表示的各种实施例的以下更详细描述并非意图限制本公开的范围，而仅仅是表示各种实施例。虽然在图式中呈现了实施例的各个方面，但是除非特别地指示，否则图式未必按比例绘制。

在不脱离本发明的精神或基本特性的情况下，可以用其它特定形式具体实施本发明。所描述的实施例应视为在所有方面均仅为说明性而非限制性的。因此，本发明的范围由所附权利要求书而不是由此详细描述来指示。在权利要求书等效物的含义和范围内的所有变化均涵盖在其范围内。

本说明书通篇对特征、优点或类似语言的参考并不暗示可以用本发明实现的所有特征和优点应该在或在本发明的任何单一实施例中。实际上，涉及特征和优点的语言应理解成意指结合实施例描述的特定特征、优点或特性包括在本发明的至少一个实施例中。因此，本说明书通篇对特征和优点以及类似语言的论述可以(但未必)是指同一实施例。

此外，本发明的所描述的特征、优点和特性可以用任何合适方式在一或多个实施例中组合。相关领域的技术人员将认识到，鉴于本文的描述，本发明可在无特定实施例的特定特征或优点中的一或多个的情况下实践。在其它情况下，可在某些实施例中辨识可不存在于本发明的所有实施例中的额外特征和优点。

贯穿本说明书对“一个实施例”、“实施例”或类似语言的参考意味着结合所指示实施例描述的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中。因此，本说明书通篇的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”和类似语言可以(但未必)全部参考同一个实施例。

本发明的实施例使接收具有先验已知前导码的信号的接收器(例如DAB/DAB+接收器)能够增加接收器中执行的时间跟踪过程或算法的检测范围。如下文更详细地描述，本发明的实施例利用所接收信号的多个经时间移位的交叉相关来增强检测范围。另外，在本发明的一或多个实施例中，解析起因于使用相同接收信号的多个交叉相关结果的模糊度。

图1为根据本发明的实施例的双调谐器接收器100的示意框图。在图1中所描绘的实施例中，双调谐器接收器为基于数字音频广播(DAB)的接收器，其包括天线102和104、数字前端处理(DFE)单元106和108、符号处理单元110和112、差分四元相移键控(DQPSK)处理单元114和116、同步和跟踪单元118、组合单元120、信道解码器122和源解码器124。双调谐器接收器的这些组件可在硬件、软件和固件的任何组合中实施。

双调谐器接收器100具有两个接收路径。第一接收路径由天线102、数字前端处理单元106、符号处理单元110和DQPSK处理单元114提供。数字前端处理单元106处理经由天线102接收的信号。数字前端处理单元106执行前端信号处理，例如模/数转换、自动增益控制和自动频率控制。符号处理单元110使用由同步和跟踪单元118(其在下文描述)提供的时间同步和跟踪信息从所接收的信号提取符号。DQPSK处理单元执行DQPSK解调以及对数似然比(LLR)计算。

第二接收路径由天线104、数字前端处理单元108、符号处理单元112和DQPSK处理单元116提供。数字前端处理单元108、符号处理单元112和DQPSK处理单元116以与第一接收路径的数字前端处理单元106、符号处理单元110和DQPSK处理单元114类似的方式对经由天线104接收的信号操作。具体而言，符号处理单元112使用由同步和跟踪单元118提供的时间同步和跟踪信息从第二接收路径上的所接收的信号提取符号。

双调谐器接收器100的组合单元120操作以组合第一和第二接收路径上所接收的信号。组合过程可为最大比率组合(MRC)过程或相等增益组合(EQC)过程。信道解码器122随后执行信道解码过程，其可涉及解扰、解交织和维特比解码。最后，源解码器124执行源解码过程，其可涉及分用和音频解码。源解码器的输出为所要音频信号。

如上所述，同步和跟踪单元118将时间同步和跟踪信息提供到两个接收路径上的符号处理单元110和112。同步和跟踪单元操作以通过使所接收信号与已知前导码交叉相关来检测所接收信号中的OFDM符号的先验已知前导码。然而，所接收信号与已知前导码的单一交叉相关具有不合需要的检测范围(其在下文描述)。

现在转向图2，示出时域中的OFDM符号结构。如图2中所示出，OFDM信号包括若干OFDM符号，例如OFDM符号k-1、OFDM符号k和OFDM符号k+1，其中的每一个包括保护区间。假定OFDM符号k包括前导码符号(其在接收器处先验已知)，则基于所提取的所接收信号与已知前导码序列之间的交叉相关实施时间跟踪过程。图2中，示出两个所提取接收信号202和204。下部提取接收信号202与OFDM符号k的保护区间的左侧对准，而上部提取接收信号204与OFDM符号k的保护区间的右侧对准。所提取接收信号中的每一个的交叉相关的检测范围限于±FFT_SIZE/2。然而，归因于绝对时序位置可在保护区间内变化的事实，通过所述保护区间有效地减小时间跟踪过程的抓取范围。因此，使用所提取的所接收信号与已知前导码序列之间的交叉相关，脱离保护的信道抽头的抓取范围限于±(FFT_SIZE/2-保护区间)。

在SFN网络中，可能会发生脱离保护的信道情形，例如当本地SFN塔隐藏(例如在山区)于是从遥远的SFN台接收SFN服务时。在此情况下，OFDM接收器的时间跟踪过程必须能够监视可能超出保护区间的信道脉冲。然而，接收器处的时间跟踪算法的抓取范围会限制接收能力，这样可能会导致SFN服务的丢失。

为了增大时间跟踪过程的抓取范围，同步和跟踪单元118执行所接收信号与先验已知前导码符号的多个经时间移位的交叉相关。所述不同经时间移位的交叉相关的结果随后用于解析信道延迟的模糊度问题。

在实施例中，同步和跟踪单元118计算所接收信号与已知前导码(例如时间-频率-相位-参考(TFPR)符号，其在DAB/DAB+中使用，如图3中所说明)的两(2)个经时间移位的交叉相关来增加时间跟踪过程的抓取范围。在图3中，用图2中示出的相同OFDM信号说明时间跟踪过程或算法。另外，图3中示出相同的两个所提取接收信号202和204。然而，在此实施例中，两个所提取的接收信号中的每一个与两(2)个第二所提取的接收信号302和304中的一个相关联。第一所提取接收信号和相关联第二接收信号的两个交叉相关之间的时移或时间差设定成快速傅里叶变换大小除以2(FFT_SIZE/2)或FFT_SIZE的一半。对于DAB，FFT_SIZE取决于模式，且可为256、512、1024或2048。

两个交叉相关提供信道脉冲响应但经移位时移FFT_SIZE/2。相关联的第一和第二所提取接收信号一起的总时间跨度超出OFDM符号持续时间。对于信道脉冲响应，这意味着相关联第一和第二交叉相关的相关结果的量值取决于所提取的所接收信号与实际所接收延迟抽头(其在交叉相关结果中)的重叠。在具有FFT_SIZE值的交叉相关结果中，延迟抽头呈现为高于噪声阈值的信号峰值。峰值的位置对应于信号延迟，且量值对应于所接收信号功率。对于具有延迟>0的信道延迟抽头，第一交叉相关的量值大于第二交叉相关的量值。对于具有延迟＜-FFT_SIZE/2的信道延迟抽头，第一交叉相关的量值小于第二交叉相关的量值。交叉相关结果的这些特性用于解析信道延迟的模糊度问题，如下文所描述。

为了解析模糊度问题(如图4中所说明)，第一和第二交叉相关结果中的每一个划分成四(4)个延迟片段I、II、III和IV。如图4中所示出，每一延迟片段的长度为FFT_SIZE/4或FFT_SIZE的四分之一。对于第一和第二交叉相关结果，以下到所述四(4)个延迟片段I、II、III和IV的延迟抽头如下：

延迟片段第一交叉相关的延迟抽头第二交叉相关的延迟抽头I-FFT_SIZE/2....-FFT_SIZE/4-10...FFT_SIZE/4-1II-FFT_SIZE/4...-1FFT_SIZE/4...FFT_SIZE/2-1III0...FFT_SIZE/4-1-FFT_SIZE/2....-FFT_SIZE/4-1IVFFT_SIZE/4...FFT_SIZE/2-1-FFT_SIZE/4...-1

归因于第二所提取信号的时移FFT_SIZE/2，第二交叉相关结果包括与第一交叉相关结果中相同的延迟抽头，但在经循环移位FFT_SIZE/2的位置处且具有不同量值。第二交叉相关结果的延迟片段I、II、III和IV也已经循环移位FFT_SIZE/2。这意味着对于两个交叉相关结果，相同延迟抽头包括在相同延迟片段I、II、III和IV中。仅考虑单一交叉相关，延迟抽头的解析度限于-FFT_SIZE/2...FFT_SIZE/2-1。归因于交叉相关的循环性质，超出以上范围的那些延迟抽头将在交叉相关结果中但在经循环移位FFT_SIZE的位置处发生。举例来说，FFT_SIZE/2...FFT_SIZE*3/4的延迟抽头将在第一交叉相关结果中在延迟片段I处发生。因此，为增大时间跟踪算法的抓取范围，需要模糊度解析，其允许-FFT_SIZE...FFT_SIZE-1内延迟抽头的可靠检测。

参看图5描述由同步和跟踪单元118执行的模糊度解析。图5中，第一交叉相关结果实际上扩展以分别覆盖针对第一交叉相关结果-FFT_SIZE...FFT_SIZE的范围内的延迟抽头和针对第二交叉相关结果-FFT_SIZE/2...FFT_SIZE*3/2范围内的延迟抽头。

对于第一交叉相关结果中的模糊度解析，每一延迟片段中的延迟抽头必须映射到两(2)个可能目的地。作为一实例，第一交叉相关结果的第一延迟片段中的延迟抽头可映射到左延迟片段I区间(-FFT_SIZE/2....-FFT_SIZE/4-1)或右延迟片段I区间(FFT_SIZE/2...FFT_SIZE·3/4-1)。这仅仅是归因于交叉相关的性质，其中来自两个区间的物理信道延迟抽头在第一交叉相关结果中全部重叠且无法仅使用第一交叉相关结果分离。分离物理信道延迟抽头的一种方式是使用其中存在相同信道延迟抽头的第二经时间移位的交叉相关结果。通过比较第一交叉相关结果的量值与第二交叉相关结果的量值选择两个目的地或区间。交叉相关结果的量值取决于所提取接收信号中的累计信号能量。

对于第一交叉相关结果(“xCorrl(d1)”)中的每一延迟抽头(d1)，通过与对应相关结果(即，第二交叉相关结果(“xCorr2(d2)”)中的延迟抽头(d2))的量值比较解析模糊度问题，如下：

在上表中，对于延迟片段I、II、III和IV中的每一个，将第一交叉相关结果的延迟片段中的延迟抽头中的每一个的量值与第二交叉相关结果的相同延迟片段中的对应延迟抽头的量值进行比较以确定第一交叉相关结果的延迟片段中的所述延迟抽头的延迟。作为一实例，对于延迟片段I，将第一交叉相关结果的延迟片段I中的延迟抽头中的每一个的量值与第二交叉相关结果的延迟片段I中的对应延迟抽头的量值进行比较以确定第一交叉相关结果的延迟片段I中的所述延迟抽头的延迟。决策标准从模拟导出。

在模糊度解析之后，两个交叉相关一起的可靠检测范围增加到±FFT_SIZE。归因于保护区间内的绝对时序位置的不确定性，时间跟踪算法的有效抓取范围增加到±(FFT_SIZE-保护区间)。

现在转向图6，根据本发明的实施例示出同步和跟踪单元118的组件。如图6中所示出，在此实施例中，同步和跟踪单元118包括第一交叉相关模块602和第二交叉相关模块604、第一划分模块606和第二划分模块608，以及模糊度解析模块610。同步和跟踪单元的这些组件可在硬件、软件和固件的任何组合中实施。在特定实施例中，同步和跟踪单元的组件实施为在芯片上系统上运行的一或多个软件程序。

第一交叉相关模块602执行所接收信号与先验已知前导码(例如TFPR符号)之间的交叉相关。第一划分模块606随后将来自第一交叉相关结果的结果划分为若干延迟要素。在实施例中，第一交叉相关结果划分成四(4)个延迟片段I、II、III和IV，如上文所描述。

第二交叉相关模块604也执行所接收信号与先验已知前导码之间的交叉相关。然而，这个第二交叉相关比第一交叉相关稍晚执行。也就是说，第二交叉相关相对于第一交叉相关经时间移位。类似于第一划分模块606，第二划分模块608随后将来自第二交叉相关结果的结果划分为若干延迟要素。在实施例中，第二交叉相关结果也划分成四(4)个延迟片段I、II、III和IV，如上文所描述。

模糊度解析模块610操作以通过针对第一交叉相关结果的每一延迟片段将第一交叉相关结果的量值与第二交叉相关结果的量值比较来解析信道延迟的模糊度问题，如上文所描述。

尽管本文中已经针对两(2)个经时间移位的交叉相关描述本发明的实施例，但本文中所描述的基本原理还可应用于具有不同时间偏移的两(2)个以上交叉相关，以便进一步增大时间跟踪算法的抓取范围。另外，本文中所描述的检测范围增强技术可应用于发射先验已知前导码的其它通信标准，例如801.11(WiFi)、通用移动电信系统(UMTS)和长期演进(LTE)。

图7描绘用于增强接收器中的时间跟踪过程的检测范围的方法的一个实施例的流程图。在框702处，对所接收信号的不同部分与已知前导码序列执行多个交叉相关以导出多个交叉相关结果。在框704处，将交叉相关结果中的每一个划分成多个延迟片段。在框706处，将多个交叉相关结果中的一个的延迟片段与多个交叉相关结果中的另一个的延迟片段进行比较以确定多个交叉相关结果中的所述一个的延迟片段的延迟。

还应注意，本文所描述的方法的至少一些操作可使用存储在可读存储媒体上以供由可编程逻辑装置执行的固件或软件指令实施，所述可编程逻辑装置例如专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、可编程逻辑芯片(PLC)、处理器等等。作为一实例，程序产品的实施例包括存储在快闪存储器装置上且被配置成使FPGA执行本文中所描述的操作的固件封装。

在上面的描述中，提供各种实施例的具体细节。然而，可以在仅有这些具体细节中的一部分细节的情况下实施一些实施例。在其它情况下，为了简洁和清晰起见，并不以比实现本发明的各种实施例所需细节多的细节描述特定方法、程序、组件、结构和/或功能。

尽管以特定次序示出和描述了本文中的(多种)方法的操作，但是可以更改每一方法的操作次序，使得可以用相反次序执行特定操作，或使得可以至少部分地与其它操作同时执行特定操作。在另一实施例中，可以用间断的和/或交替的方式实施相异操作的指令或子操作。

尽管已经描述和示出了本发明的具体实施例，但是本发明不限于如此描述和示出的部分的特定形式或布置。本发明的范围将由在此所附的权利要求书及其等效物限定。