一种变拓扑Trans‑Z源逆变器

摘要

本发明公开一种变拓扑Trans‑Z源逆变器，包含第一Trans‑Z源网络、第二Trans‑Z源网络、第一直流电源、第二直流电源、第一全桥逆变器、第二全桥逆变器、第一滤波电感、第一交流电源、第九开关管、第十开关管、第九二极管、第十二极管。第一Trans‑Z源网络并联在第一全桥逆变器、第一直流电源两端之间；第二Trans‑Z源网络并联在第二全桥逆变器、第二直流电源两端之间，第一直流电源与第二直流电源之间通过第九开关管、第九二极管、第十开关管、第十二极管相连。本发明可消除死区，实现单级升压，在较小直通占空比的情况下实现任意倍数的升压，且可实现两种模态的转换，实现效率的提升。

说明书

技术领域

本发明属于逆变技术领域，涉及一种变拓扑Trans-Z源逆变器。

背景技术

目前传统化石能源的存储量逐渐减少，在不远的未来将面临枯竭，且传统能源存在严重的污染问题，故对新能源的研究具有非常重要的意义。在新能源中太阳能、风能等产业发展迅速，新能源的发展就不得不涉及到DC-AC环节，该环节应用的变换装置即为逆变器。故逆变器的研究受到国内外诸多专家学者的关注，其中拓扑结构即为研究热点之一。拓扑结构的研究不仅可提升效率，亦可降低成本，对光伏发电系统的推广，乃至对整个电力电子技术的发展都有很大的影响。

但传统电压型逆变器存在或多或少的问题，如：不允许逆变桥上下桥直通，这就不得不在调制过程中加入死区，死区时间过短则可能因外界干扰致使上下桥直通烧毁开关管，死区时间过长则影响电能质量；传统逆变器无法实现单级升压功能，因此需在DC-AC前加入升压模块，但这会增大占用空间、增加成本、降低效率并增加系统控制难度。因此研究具有高可靠性、高效率、低成本的新型逆变器具有非常重要的意义，是目前逆变器发展的主要方向之一。

发明内容

针对上述现有技术的不足，本发明提供了一种变拓扑Trans-Z源逆变器，该逆变器可消除死区、提高可靠性、实现单级升压并提高效率。

为实现上述目的，本发明采取的技术方案为：设计一种变拓扑Trans-Z源逆变器，包含第一Trans-Z源网络(T1)、第二Trans-Z源网络(T2)、第一直流电源(DC)、第二直流电源(DC1)、第一全桥逆变器(H1)、第二全桥逆变器(H2)、第一滤波电感(L)、第一交流电源(AC)、第九开关管(S9)、第十开关管(S10)、第九二极管(D9)、第十二极管(D10)。第一Trans-Z源网络(T1)并联在第一全桥逆变器(H1)、第一直流电源(DC)两端之间；第二Trans-Z源网络(T2)并联在第二全桥逆变器(H2)、第二直流电源(DC1)两端之间，第一直流电源(DC)与第二直流电源(DC1)之间通过第九开关管(S9)、第九二极管(D9)、第十开关管(S10)、第十二极管(D10)相连，通过控制第九开关管(S9)与第十开关管(S10)控制逆变器工作模态。

第一Trans-Z源网络(T1)包括：第十一二极管(D11)、第一耦合直流电感(L1)、第二耦合直流电感(L2)、第一电容(C1)。所述第一耦合直流电感(L1)同时与第十一二极管(D11)的阴极及第二耦合直流电感(L2)一端连接，第一电容(C1)一端连接于第一耦合直流电感(L1)与第二耦合直流电感(L2)之间的线路上。

第二Trans-Z源网络(T2)包括：第十二二极管(D12)、第三耦合直流电感(L3)、第四耦合直流电感(L4)、第二电容(C2)。所述第三耦合直流电感(L3)同时与第十二二极管(D12)的阴极及第四耦合直流电感(L4)一端连接，所述第二电容(C2)一端连接于第三耦合直流电感(L3)与第四耦合直流电感(L4)之间的线路上。

第一全桥逆变器(H1)包括：第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)。所述第一开关管(S1)的输出端同时与第一二极管(D1)阳极、第三开关管(S3)输入端、第三二极管(D3)阴极相连，所述第一开关管(S1)的输入端同时与第一二极管(D1)阴极、第二开关管(S2)输入端、第二二极管(D2)阴极相连。所述第四开关管(S4)的输出端同时与第四二极管(D4)阳极、第三开关管(S3)输出端、第三二极管(D3)阳极相连，所述第四开关管(S4)的输入端同时与第四二极管(D4)阴极、第二开关管(S2)输出端、第二二极管(D2)阳极相连。

第二全桥逆变器(H2)包括：第五开关管(S5)、第六开关管(S6)、第七开关管(S7)、第八开关管(S8)、第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、第七二极管(D7)、第八二极管(D8)。所述第五开关管(S5)的输出端同时与第五二极管(D5)阳极、第七开关管(S7)输入端、第七二极管(D7)阴极相连，所述第五开关管(S5)的输入端同时与第五二极管(D5)阴极、第六开关管(S6)输入端、第六二极管(D6)阴极相连。所述第八开关管(S8)的输出端同时与第八二极管(D8)阳极、第七开关管(S7)输出端、第七二极管(D7)阳极相连，所述第八开关管(S8)的输入端同时与第八二极管(D8)阴极、第六开关管(S6)输出端、第六二极管(D6)阳极相连。

第一直流电源(DC)正极与第十一二极管(D11)阳极相连，所述第一直流电源(DC)负极与第一电容(C1)的另一端、第三开关管(S3)输出端、第九开关管(S9)输入端、第九二极管(D9)阴极相连。所述第二直流电源(DC1)正极与第十二二极管(D12)阳极相连，所述第二直流电源(DC1)负极与第二电容(C2)的另一端、第七开关管(S7)输出端、第十开关管(S10)输入端、第十二极管(D10)阴极相连。所述第十开关管(S10)的输出端分别与第十二极管(D10)阳极、第九开关管(S9)输出端、第九二极管(D9)阳极相连。所述第一滤波电感(L)一端与第三开关管(S3)输入端相连，其另一端与第一交流电源(AC)相连；所述第一交流电源(AC)一端与第一滤波电感(L)相连，其另一端与第八开关管(S8)的输入端相连，所述第二开关管(S2)输出端与第七开关管(S7)输入端相连。

进一步，第一直流电源(DC)、第二直流电源(DC1)为光伏电池板、燃料电池或直流稳压源。

进一步，第一电容(C1)与第二电容(C2)容值相等。

进一步，第四耦合直流电感(L4)是耦合电感原边，第三耦合直流电感(L3)为耦合电感副边，第四耦合直流电感(L4)与第三耦合直流电感(L3)的匝数比为n，第二耦合直流电感(L2)是耦合电感原边，第一耦合直流电感(L1)为耦合电感副边，第二耦合直流电感(L2)与第一耦合直流电感(L1)的匝数比为n。

有益效果：与现有技术相比，本发明的有益效果是可消除死区，实现单级升压，在较小直通占空比的情况下实现任意倍数的升压，实现效率的提升。且可实现两种模态的转换，一种模态类似于全桥Trans-Z源逆变器，此时可以获得较高的效率，一种模态类似于级联Trans-Z源逆变器，可获得更大的升压效果，是上一模态升压效果的一倍。

附图说明

图1为本发明的变拓扑Trans-Z源逆变器的电路结构图；

图2为本发明处于模态一时电路结构图；

图3为本发明处于模态二时电路结构图；

图4为本发明处于模态一时直通状态等效电路图；

图5为本发明处于模态一时非直通状态等效电路图；

图6为本发明处于模态二时产生正向有效矢量等效电路图；

图7为本发明处于模态二时产生反向有效矢量等效电路图；

图8为本发明处于模态二时产生传统零矢量(方式一)等效电路图；

图9为本发明处于模态二时产生传统零矢量(方式二)等效电路图；

图10为本发明处于模态二时产生直通零矢量(方式一)等效电路图；

图11为本发明处于模态二时产生直通零矢量(方式二)等效电路图。

具体实施方案

以下通过具体实施例，详细说明本发明的实施过程和产生的有益效果，意在帮助读者更好的理解本发明的本质和特征，不作为对本发明实施范围的限定。

本发明用于将直流电源逆变为交流电源，请参阅图1。本发明提供的变拓扑Trans-Z源逆变器包括：第一Trans-Z源网络T1、第二Trans-Z源网络T2、第一直流电源DC、第二直流电源DC1、第一全桥逆变器H1、第二全桥逆变器H2、第一滤波电感L、第一交流电源AC、第九开关管S9、第十开关管S10、第九二极管D9、第十二极管D10。第一Trans-Z源网络T1并联在第一全桥逆变器H1、第一直流电源DC两端之间；第二Trans-Z源网络T2并联在第二全桥逆变器H2、第二直流电源DC1两端之间，第一直流电源DC与第二直流电源DC1之间通过第九开关管S9、第九二极管D9、第十开关管S10、第十二极管D10相连，通过控制第九开关管S9与第十开关管S10控制逆变器工作模态。

第一Trans-Z源网络T1包括：第十一二极管D11、第一耦合直流电感L1、第二耦合直流电感L2、第一电容C1。所述第一耦合直流电感L1同时与第十一二极管D11的阴极及第二耦合直流电感L2一端连接，第一电容C1一端连接于第一耦合直流电感L1与第二耦合直流电感L2之间的线路上。

第二Trans-Z源网络T2包括：第十二二极管D12、第三耦合直流电感L3、第四耦合直流电感L4、第二电容C2。所述第三耦合直流电感L3同时与第十二二极管D12的阴极及第四耦合直流电感L4一端连接，所述第二电容C2一端连接于第三耦合直流电感L3与第四耦合直流电感L4之间的线路上。

第一全桥逆变器H1包括：第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4。所述第一开关管S1的输出端同时与第一二极管D1阳极、第三开关管S3输入端、第三二极管D3阴极相连，所述第一开关管S1的输入端同时与第一二极管D1阴极、第二开关管S2输入端、第二二极管D2阴极相连。所述第四开关管S4的输出端同时与第四二极管D4阳极、第三开关管S3输出端、第三二极管D3阳极相连，所述第四开关管S4的输入端同时与第四二极管D4阴极、第二开关管S2输出端、第二二极管D2阳极相连。

第二全桥逆变器H2包括：第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8。所述第五开关管S5的输出端同时与第五二极管D5阳极、第七开关管S7输入端、第七二极管D7阴极相连，所述第五开关管S5的输入端同时与第五二极管D5阴极、第六开关管S6输入端、第六二极管D6阴极相连。所述第八开关管S8的输出端同时与第八二极管D8阳极、第七开关管S7输出端、第七二极管D7阳极相连，所述第八开关管S8的输入端同时与第八二极管D8阴极、第六开关管S6输出端、第六二极管D6阳极相连。

第一直流电源DC正极与第十一二极管D11阳极相连，所述第一直流电源DC负极与第一电容C1的另一端、第三开关管S3输出端、第九开关管S9输入端、第九二极管D9阴极相连。所述第二直流电源DC1正极与第十二二极管D12阳极相连，所述第二直流电源DC1负极与第二电容C2的另一端、第七开关管S7输出端、第十开关管S10输入端、第十二极管D10阴极相连。所述第十开关管S10的输出端分别与第十二极管D10阳极、第九开关管S9输出端、第九二极管D9阳极相连。所述第一滤波电感L一端与第三开关管S3输入端相连，其另一端与第一交流电源AC相连；所述第一交流电源AC一端与第一滤波电感L相连，其另一端与第八开关管S8的输入端相连，所述第二开关管S2输出端与第七开关管S7输入端相连。

第一直流电源DC、第二直流电源DC1为光伏电池板、燃料电池或直流稳压源，第一电容C1与第二电容C2容值相等，第四耦合直流电感L4是耦合电感原边，第三耦合直流电感L3为耦合电感副边，第四耦合直流电感L4与第三耦合直流电感L3的匝数比为n，第二耦合直流电感L2是耦合电感原边，第一耦合直流电感L1为耦合电感副边，第二耦合直流电感L2与第一耦合直流电感L1的匝数比为n。

如图2所示，当所述逆变器第九开关管S9、第十开关管S10同时关断时，所述逆变器处于级联Trans-Z源逆变器模态。

如图4所示，为级联Trans-Z源逆变器模态下直通状态等效图，Trans-Z源网络T1、T2均可单独处于直通状态且互不影响。以Trans-Z源网络T1为例，在开关管S1、S3同时导通或S2、S4同时导通情况下，Trans-Z源网络T1将处于直通状态，电容C1通过短路通道对磁化电感L_m进行放电，磁化电流开始增加，励磁电流反射到耦合电感副边绕组L1上，L1上电动势迅速上升，直到v_L1＝nv_L2＝nv_C1＝nv_Lm，二极管D11承受反向电压截止，此时T1网络输出直通零矢量。

如图5所示，为级联Trans-Z源逆变器模态下非直通状态等效图，以T1网络为例，在开关管S1、S2同时导通或S3、S4同时导通的情况下，二极管D11导通，电感L1和直流电源DC同时为电容C1充电，此时输出传统零矢量；在开关管S1、S4同时导通或S2、S3同时导通的情况下，二极管D11导通，耦合电感L1、L2与直流电压源DC同时为负载供电，此时输出有效矢量。

综上，级联Trans-Z源逆变器模态通过控制T1、T2网络的直通与非直通状态，控制耦合电感的电压变化及二极管的通断状态，将储存在耦合电感中的能量输送出去，使母线电压提升。假设逆变器开关周期为T_s，直通占空比为D₀，根据图4等效图，以T1网络为例，得到电路方程为

根据图5等效图，以T1网络为例，得到此时电路方程为

根据伏秒定理得

由式(3)推出电容C1两端平均电压V_C1，可表示为

根据式(2)(4)得逆变桥的平均直流电压可表示为

式中为升压因子。

逆变桥H1输出单相交流峰值电压u_ph，可表示为

G＝MB(7)

式中，G为电压增益，M为调制比。

根据式(6)(7)通过调节M与B控制逆变器的升降压，T2网络与T1网络升压方式相同，因此级联Trans-Z源逆变器模态输出峰值电压u_CMI将为

u_CMI＝MBU_dc+M₁B₁U_dc1(8)

其中M₁为T2网络调制比，B₁为T2网络升压因子，U_dc1为T2网络直流输入电压。显然由式(8)可知，T1与T2网络在相同的条件下u_CMI＝2MBU_dc。如图3所示，当开关管S9、S10开通，开关管S4、S7关断时，变拓扑Trans-Z源逆变器将处于第二模态。

如图6所示，此时开关管S1、S2、S5、S8、S9、S10开通，其余开关管关断，二极管D11、D12正向导通。逆变器工作在非直通矢量状态，输出有效矢量，产生正向电压。耦合电感L1、L2、L3、L4处于放电状态，与电源共同为储能电容C1、C2充电，同时为交流侧输出能量。

如图7所示，此时开关管S2、S3、S5、S6、S9、S10开通，其余开关管关断，二极管D11、D12正向导通。逆变器工作在非直通矢量状态，输出反向电压。与状态1相同耦合电感放电，耦合电感与直流电源同时为电容充电，为交流侧输出能量。

如图8所示，此时开关管S1、S2、S5、S6、S9、S10开通，其余开关管关断，二极管D11、D12正向导通。逆变器工作在传统零矢量状态，耦合电感L1、L3与电源同时为电容C1、C2充电，但并不向交流侧输出能量，S1、S2、S5、S6起到续流作用。

如图9所示，如图10所示，此时开关管S2、S3、S5、S8、S9、S10开通，其余开关管关断，二极管D11、D12正向导通。此时与状态3相同，处于传统零矢量状态，S3、S8、S9、S10起到续流作用。

如图10所示，此时开关管S1、S3、S6、S8、S9、S10开通，其余开关管关断，逆变器工作在直通零矢量状态。电容C1、C2通过短路通道对磁化电感Lm、Lm1进行放电，磁化电流开始增加，励磁电流反射到耦合电感副边绕组L1、L3上，L1、L3上电动势迅速上升，直到v_L1＝nv_L2＝nv_C1＝nv_Lm、v_L3＝nv_L4＝nv_C2＝nv_Lm1，二极管D11、D12承受反向电压截止，但并不向交流侧输出能量，母线电压为0，S3、S8、S9此时起到续流作用。

如图11所示，此时开关管S1、S2、S3、S5、S6、S8开通，其余开关管关断，二极管D11、D12反向截止。此时与状态5类似，工作在直通零矢量状态，S1、S2、S5、S6此时起到续流作用。

由式(6)(7)得，第二模态的交流峰值电压u_E为

G＝MB (10)

对变拓扑Trans-Z源逆变器采用载波移相脉宽调制，并对其效率进行分析，任意时刻IGBT及二极管的导通损失可以线性的表示为

其中U_ceo1、R_on1和U_FOD、R_onD分别为IGBT、二极管的导通压降及导通电阻，i＝I_msin(ωt)为输出电流。求得当M≥0.5时，级联Trans-Z源逆变器模态下IGBT及二极管一个周期内平均导通损失分别为

当M＜0.5时，IGBT及二极管在一个周期内的平均导通损失分别为

工作于第二模态下IGBT及二极管在一个周期内的平均导通损失分别为

求得当M＜0.5时，级联Trans-Z源逆变器模态平均导通损失与第二模态平均导通损失之差为

求得当M≥0.5时，级联Trans-Z源逆变器模态平均导通损失与第二模态平均导通损失之差为

求两式关于M的导数，可知在M的不同区间内均为关于M的增函数，因此

由式(8)、(9)可知：级联Trans-Z源逆变器模态升压效果为传统单级逆变器升压效果的倍，第二模态升压效果为传统单级逆变器的倍。由式(17)可知：对于任意的M，第二模态的导通损耗均小于级联Trans-Z源逆变器模态，因此第二模态具有较高的效率(即本拓扑可通过切换模态，获得较传统级联Trans-Z源逆变器更高的效率)。因直通升压功能可消除死区，故避免了传统逆变器产生因上下桥臂直通导致的器件损坏问题，解决了死区带来的电能质量下降问题，进而获得更高的稳定性与更好的电能质量。又因级联Trans-Z源逆变器模态输出谐波小，第二模态效率高，故本拓扑可在输入电压较低时，切换为级联Trans-Z源逆变器模态，并调节耦合电感匝数比、直通占空比，获得高电压。在输入电压较高时切换为第二模态，实现效率的提升。

本发明未述及之处适用于现有技术。