抑制SiC MOSFET关断过压的有源电压驱动控制电路及其控制方法

摘要

本发明为一种抑制SiC MOSFET关断过压的有源电压驱动控制电路及其控制方法，属于电力电子技术与电工技术领域，控制电路主要包括采样电路、测量放大器、模拟开关、叠加电路和驱动电路五部分；控制方法通过实时采集SiC MOSFET关断时的漏源电压进行反馈，对SiC MOSFET关断时的栅极驱动信号进行动态补偿，从而实现不受器件参数分散性的影响，将其关断时的漏源电压峰值控制在一定范围内，从而实现不受器件参数分散性的影响。

说明书

技术领域

本发明涉及一种抑制SiC MOSFET关断过压的有源电压驱动控制电路。属于电力电子技术与电工技术领域。

背景技术

现有的商业化碳化硅半导体器件中，SiC MOSFET具有导通电阻小、导通损耗较低；可并联使用实现均流，提高带载能力；开关速度快，应用频率高等优点，特别是其较快的开关速度，可以有效的降低功率变换器的体积、提高功率密度，具有非常优秀的应用前景。

但是由于SiC MOSFET的开关速度较快，当变换器接入感性负载时，若采用硬关断的驱动电路，SiC MOSFET关断时其漏源两端会出现很高的电压尖峰。为了保护SiC MOSFET不被击穿，提高系统可靠性，目前通常采用“缓关断”驱动电路。

“缓关断”实际上就是通过改变关断时的驱动信号，延长关断时间，降低SiCMOSFET关断时的漏极电流变化率，从而降低关断时SiC MOSFET两端的电压尖峰。为实现这一效果，可采用如图1所示的多电平栅极驱动信号驱动SiC MOSFET。多电平栅极驱动在传统的高电平到低电平的关断驱动信号之间，设置两个中间电平，在这两个中间电平之间设置一个斜坡，形成斜坡式的多电平驱动信号。多电平栅极驱动信号两个中间电平的选取是决定其抑制过压效果的关键因素，而中间电平的选取与被控功率开关管的参数相关。由于目前SiC MOSFET器件参数具有明显的分散性，对于不同批次的SiC MOSFET，其中间电平最佳值会有所不同，这使得该驱动控制方法难以保证一致的性能，很难用于SiC MOSFET的批量应用中，实际应用价值受限。

这就需要寻求一种不受被控功率器件参数分散性影响，并能有效抑制其关断电压峰值的驱动电路。

发明内容

本发明旨在克服现有技术的不足，提供一种抑制SiC MOSFET关断过压的有源电压驱动控制电路，该电路能够不受SiC MOSFET器件参数分散性的影响，有效抑制SiC MOSFET关断时由感性负载引起的漏源电压尖峰，提高系统的可靠性。

本发明为实现上述目的采用如下技术方案：

为达到上述发明目的，本发明提出了抑制SiC MOSFET关断过压的有源电压驱动控制电路，主要包括SiC MOSFET元件、采样电路、测量放大器、模拟开关、叠加电路和驱动电路；其中，所述采样电路一端连接SiC MOSFET元件的漏源极上，用于实时采集SiC MOSFET元件漏源极的电压，另一端连接模拟开关；所述模拟开关连接到测量放大器上，还依次连接叠加电路、栅极驱动电路以及所述SiC MOSFET元件的栅极上，其根据SiC MOSFET元件漏源极的电压选择是否接入反馈电路。

所述采样电路具体包括采样第一电阻R_A和采样第二电阻R_B，两个电阻分别连接在所述SiC>

所述模拟开关为三接头的双掷开关，固定端连接叠加电路，选择端一端连接采样电路，一端连接测量放大器的输出端。

所述测量放大器为一个比较器，其输入端一端连接采样电路，另一端为设定值输入。

所述叠加电路为同向求和电路，具体包括第一电阻R₁、第二电阻R₂、第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅以及第二比较器；其中，

所述第一电阻R₁一端为多电平栅极信号，另一端连接第第二电阻R₂、第三电阻R₃以及第二比较器的输入端，所述第二电阻R₂另一端连接模拟开关，所述第三电阻R₃另一端接地；所述第四电阻R₄一端连接第二比较器的另一输入端、第五电阻R₅的一端，另一端接地；所述第五电阻R₅另一端连接第二比较器的输出端以及驱动电路；

所述驱动电路为驱动电阻R_G，所述驱动电阻R_G一端连接第二比较器的输出端，另一端连接所述SiC>

一种抑制SiC MOSFET关断过压的有源电压驱动控制电路控制方法，该方法包括以下步骤：

采样电路实时采集SiC MOSFET的漏源电压，得到反馈电压U_fb；将采集得到电压U_fb与参考电压U_ref进行比较，输出误差信号U_diff；当U_fb低于模拟开关S₁的阈值电压U_th时，模拟开关S₁关断，反馈回路不工作；当U_fb高于模拟开关S₁的阈值电压时，模拟开关S₁开通，误差信号U_diff经过模拟开关S₁后，与多电平栅极驱动信号U₁通过叠加电路相加输出最终的栅极驱动信号U_G；栅极驱动信号U_G输入驱动电路中驱动SiC>

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

与现有技术相比，本发明能够通过反馈电路对SiC MOSFET栅极驱动信号进行实时动态补偿，可以不受器件参数分散性的影响将其关断时由感性负载引起的漏源电压尖峰抑制在一定范围内，防止SiC MOSFET被击穿，提高系统可靠性，同时充分保证SiC MOSFET的关断速度。

本发明提供的抑制SiC MOSFET关断过压的有源电压驱动控制电路，能够不受SiCMOSFET器件参数分散性影响，有效抑制功率变换器接入感性负载关断时引起的漏源电压尖峰，提高系统的可靠性。

附图说明

以下将结合附图对本发明作进一步说明：

图1是现有技术中多电平栅极电压驱动信号示意图；

图2是本发明抑制SiC MOSFET关断过压的有源电压驱动控制电路框图；

图3是SiC MOSFET有源电压驱动控制波形示意图；

图4是本发明抑制SiC MOSFET关断过压的有源电压驱动控制电路图。

具体实施方式

本发明实施例提供抑制SiC MOSFET关断过压的有源电压驱动控制电路及其控制方法，为使本领域技术人员更好地理解本发明的技术方案，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细描述。通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

本发明提出了抑制SiC MOSFET关断过压的有源电压驱动控制电路，其电路结构大致如图2所示，主要包括SiC MOSFET元件、采样电路、测量放大器、模拟开关、叠加电路和驱动电路；其中，所述采样电路一端连接SiC MOSFET元件的漏源极上，用于实时采集SiCMOSFET元件漏源极的电压，另一端连接模拟开关；所述模拟开关连接到测量放大器上，还依次连接叠加电路、栅极驱动电路以及所述SiC MOSFET元件的栅极上，其根据SiC MOSFET元件漏源极的电压选择是否接入反馈电路。

具体的说，如图4所示，采样电路具体包括采样第一电阻R_A和采样第二电阻R_B，两个电阻分别连接在所述SiC>

所述模拟开关为三接头的双掷开关，固定端连接叠加电路，选择端一端连接采样电路，一端连接测量放大器的输出端。

所述测量放大器为一个比较器，其输入端一端连接采样电路，另一端为设定值输入。

所述叠加电路为同向求和电路，具体包括第一电阻R₁、第二电阻R₂、第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅以及第二比较器；其中，

所述第一电阻R₁一端为多电平栅极信号，另一端连接第第二电阻R₂、第三电阻R₃以及第二比较器的输入端，所述第二电阻R₂另一端连接模拟开关，所述第三电阻R₃另一端接地；所述第四电阻R₄一端连接第二比较器的另一输入端、第五电阻R₅的一端，另一端接地；所述第五电阻R₅另一端连接第二比较器的输出端以及驱动电路；

所述驱动电路为驱动电阻R_G，所述驱动电阻R_G一端连接第二比较器的输出端，另一端连接所述SiC>

图2为SiC MOSFET有源电压驱动控制电路框图，主要包括采样电路、测量放大器，模拟开关，叠加电路和栅极驱动电路五部分。SiC MOSFET漏源电压U_DS经过采样电路采样得到U_fb，U_fb是采样电路的输出，与SiC>DS成正比，比例系数为k，U_fb控制模拟开关开通和关断。根据U_fb的大小，反馈回路工作状态分为两种：

(1)当U_fb小于模拟开关的阈值电压U_th时，模拟开关处于关断状态，反馈回路不工作，驱动信号仍然是多电平栅极信号；

(2)当U_fb大于模拟开关S₁的阈值电压U_th时，模拟开关处于导通状态，反馈回路工作。U_ref为预设值，其值与希望的SiC>fb>U_ref时，测量放大电路输出电压U_diff为正，与多电平栅极电压相加，SiC>fb<U_ref时，测量放大电路输出电压U_diff为负，与多电平栅极电压相加，降低SiC>

针对该抑制SiC MOSFET关断过压的有源电压驱动控制电路本发明现提供其控制方法，该方法包括以下步骤：

采样电路实时采集SiC MOSFET的漏源电压，得到反馈电压U_fb；将采集得到电压U_fb与参考电压U_ref进行比较，输出误差信号U_diff；当U_fb低于模拟开关S₁的阈值电压U_th时，模拟开关S₁关断，反馈回路不工作；当U_fb高于模拟开关S₁的阈值电压时，模拟开关S₁开通，误差信号U_diff经过模拟开关S₁后，与多电平栅极驱动信号U₁通过叠加电路相加输出最终的栅极驱动信号U_G，其中多电平栅极驱动信号U₁如图1所示在SiC>2～t₃时，为其栅极提供线性降低的电压信号降低其关断速度，进而降低其漏源两端的电压；栅极驱动信号U_G输入驱动电路中驱动SiC>

图3为上述驱动过程原理波形示意图。

本发明工作原理为：

图4为本实例中SiC MOSFET有源电压驱动控制电路图。SiC MOSFET关断时的漏源电压U_DS经过电阻R_A和R_B分压得到U_fb。当U_fb小于模拟开关S₁阈值电压U_th时，反馈回路不工作；当U_fb大于模拟开关S₁阈值电压U_th时，反馈回路工作，测量放大器输出U_diff，U_diff可由式(1)计算得到，G为所用理想放大器的开环差模电压增益。

U_diff＝G(U_fb-U_ref)(1)

U₁为图1所示的多电平栅极信号，多电平栅极驱动在传统的高电平到低电平的关断驱动信号之间，设置两个中间电平，在这两个中间电平之间设置一个斜坡，形成斜坡式的多电平驱动信号。U₁与U_diff经过同相加法器相加得到最终的栅极驱动信号U_G，U_G可由式(2)计算得到。

$>U_G=(1+\frac{R_5}{R_4})(\frac{R_3}{R_1}{U}_1+\frac{R_3}{R_2}{U}_{diff})---\left(2\right)$>

以上实施例只是本发明的一个具体的实施电路原理图，并不以此限定本发明的保护范围。任何基于本发明所作的等效变化电路，均属于本发明的保护范围。