开关变换器定频V2C动态续流控制方法及其控制装置

摘要

本发明涉及多路输出开关变换器的控制方法及其装置，属于电力电子设备领域，具体为开关变换器定频V2C动态续流控制方法及其控制装置，结合输出电压和电感电流信息，对开关变换器主开关管进行控制，电感电流信息用作斜坡补偿，补偿输出电容等效串联电阻较小的情况；通过电感电流和负载电流对续流开关管进行动态续流控制，在轻载时，使单电感双输出开关变换器工作于BCM‑DCM，重载时工作于CCM‑PCCM，实现各个输出支路的独立调节。采用本发明的混合导电模式单电感双输出开关变换器具有稳定性好，输出支路间的交叉影响小，输入、负载瞬态响应速度快，效率高等优点。

说明书

技术领域

本发明涉及多路输出开关变换器的控制方法及其装置，属于电力电子设备领域，具体为一种混合导电模式单电感双输出开关变换器定频V²C动态续流控制方法及其控制装置。

背景技术

在计算机和电子设备中，通常需要多个等级的供电电压同时供电，因此，随着便携式设备的大规模普及，研究具有多路输出能力的开关变换器非常必要。传统的多路输出开关变换器磁性元件多，体积大，而单电感多输出开关变换器具有系统体积小、成本低，可实现对输出支路独立调节的优点，为需要多路输出电源的现代电子设备和移动终端等产品提供了理想的解决方案，具有广泛的应用前景。

与单输出开关变换器类似，选择不同的电路参数，单电感双输出开关变换器可工作于电感电流连续导电模式(continuous conduction mode,CCM)、临界导电模式(boundary conduction mode,BCM)、断续导电模式(discontinuous conduction mode,DCM)和伪连续导电模式(pseudo-continuous conduction mode,PCCM)。

单电感双输出开关变换器在四种工作模式时各有优缺点，其中，CCM-CCM单电感双输出开关变换器具有带载能力强，输出电压纹波小的优点，但不同输出支路间存在交叉影响；DCM-DCM单电感双输出开关变换器能够避免输出支路间的交叉影响，但在大功率场合下具有较大的电流纹波和EMI噪声，仅适用于小功率场合，负载范围较窄；PCCM-PCCM单电感双输出开关变换器的输出支路间基本不存在交叉影响，且能够通过增大续流参考值从而提高变换器带载能力，但由于续流开关管的加入，降低了变换器的效率。上述单电感双输出开关变换器的所有输出支路工作于同一种导电模式，然而，当输出支路负载相差很大时，负载较轻的输出支路存在纹波大、效率低的特点；并且单电感双输出开关变换器各输出支路的要求可能不同。因此，不同输出支路可以根据需要选择相应的工作模式，即采用混合导电模式，提高单电感双输出开关变换器的整体性能。

开关变换器的控制技术极大地影响着开关电源的性能。传统的电压型控制具有实现简单、抗干扰能力强等优点，但受误差放大器的影响，输入和负载瞬态响应较慢。在电流型控制中，峰值电流控制具有比电压型控制更快的输入瞬态响应速度，易于实现变换器的过流保护，但不能精确控制平均电流，负载瞬态响应速度没有得到改善。其它类型的电流控制，如平均电流控制和谷值电流控制，分别提高了电流的控制精度和输入瞬态性能，但依然没有提高负载瞬态性能。V²(voltage-voltage,V²)控制是一种“电压型”+“电压型”组合的电压双环控制，其外环与峰值电流控制相同，内环含有输出电压纹波的信息；该控制方法对负载变化具有快速的瞬态响应速度，但是当输出电容的等效串联电阻较小时，变换器无法稳定工作。为提高其抗干扰能力，可采用V²C(voltage-voltage-current，V²C)控制，此控制方法对负载突变和输入突变都具有快速的响应速度。另一方面，续流开关管的控制对PCCM开关变换器的特性也有很大影响。传统PCCM开关变换器的续流控制采用恒定参考电流控制(constant-reference-current,CRC)方式，该控制方式在轻载条件下的变换器效率较低。为了提高变换器的效率，可在不同负载情况下调整续流电流值。

发明内容

针对上述技术问题，本发明的目的是提供一种混合导电模式单电感双输出开关变换器的控制方法，使之克服现有单电感双输出开关变换器的技术缺点，同时具有良好的稳定性和瞬态性能、较小的交叉影响和较高的变换器效率，且能够适用于多种拓扑结构的单电感双输出开关变换器。

本发明采用的技术方案是：

开关变换器定频V²C动态续流控制方法为：主开关管采用输出电压结合电感电流的V²C控制，续流开关管采用动态续流控制；在每个开关周期内，检测电感电流，得到信号I_L，检测两条输出支路的输出电压、输出电流，得到信号V_oa和V_ob、I_oa和I_ob；将V_oa和电压基准值V_ref1送入到第一误差放大器EA1产生信号V_e1，将V_ob和电压基准值V_ref2送入到第二误差放大器EA2产生信号V_e2；将I_L、V_oa、V_ob、V_e1和V_e2送入第一脉冲信号产生器PGR1生成信号RR1；将I_L、I_oa和I_ob送入第二脉冲信号产生器PGS产生信号I_dc和信号SS；将I_L和I_dc送入第三脉冲信号产生器PGR2产生信号RR2；将时钟信号CLK经过第一或门OR1得到的信号和信号RR1送入第一触发器RS1产生脉冲信号V_p1，用以控制变换器主开关管的导通和关断；时钟信号CLK和信号RR2经过第二触发器RS2产生脉冲信号V_pa和V_pb，用以控制变换器支路开关管的导通和关断；信号SS和信号V_p1经过第三触发器RS3产生脉冲信号V_p2，用以控制续流开关管的导通和关断。

该方法的控制装置为，开关变换器定频V²C动态续流控制装置，包括包括第一电压检测电路VS1、第二电压检测电路VS2，第一电流检测电路IS1、第二电流检测电路IS2、第三电流检测电路IS3，第一误差放大器EA1、第二误差放大器EA2，第一脉冲信号产生器PGR1、第二脉冲信号产生器PGS、第三脉冲信号产生器PGR2、第一触发器RS1、第二触发器RS2、第三触发器RS3、第一或门OR1、第一驱动电路DR1、第二驱动电路DR2、第三驱动电路DR3和第四驱动电路DR4；所述的第一电压检测电路VS1与第一误差放大器EA1相连，第二电压检测电路VS2与第二误差放大器EA2相连；第一电压检测电路VS1、第二电压检测电路VS2、第一误差放大器EA1、第二误差放大器EA2、第一电流检测电路IS1、第二触发器RS2的Q1端和Q端分别与第一脉冲信号产生器PGR1相连；第一脉冲信号产生器PGR1的输出端与第一触发器RS1的R端相连；时钟信号CLK、第二触发器RS2的Q1端连接第一或门OR1，第一或门OR1连接第一触发器RS1的S端；所述的第一电流检测电路IS1、第二电流检测电路IS2、第三电流检测电路IS3分别与第二脉冲信号产生器PGS相连；第二脉冲信号产生器PGS的SS输出端连接第三触发器RS3的S端，第一触发器RS1的Q端连接第三触发器RS3的R端；第一电流检测电路IS1、第二脉冲信号产生器PGS的I_dc输出端、第二触发器RS2的Q端分别与第三脉冲信号产生器PGR2相连；时钟信号CLK与第二触发器RS2的S端相连，第三脉冲信号产生器PGR2的输出端与第二触发器RS2的R端相连；第一触发器RS1的Q端连接第一驱动电路DR1，第二触发器RS2的Q端连接第二驱动电路DR2，第二触发器RS2的Q1端连接第三驱动电路DR3，第三触发器RS3的Q端连接第四驱动电路DR4。

所述的第一脉冲信号产生器PGR1，包括第一加法器ADD1、第二加法器ADD2、第一比较器CMP1、第二比较器CMP2、第一与门AND1、第二与门AND2，以及第二或门OR2；第一电压检测电路VS1的输出端、第一电流检测电路IS1的输出端分别与第一加法器ADD1连接，将第一电压检测电路VS1的输出信号V_oa、第一电流检测电路IS1的输出信号I_L乘以系数k1后送入第一加法器ADD1；第二电压检测电路VS2的输出端与第二加法器ADD2连接，将第二电压检测电路VS2的输出信号V_ob、信号I_L乘以系数k2后送入第二加法器ADD2；第一误差放大器EA1和第一加法器ADD1的输出端分别连接第一比较器CMP1的输入端，第二误差放大器EA2和第二加法器ADD2的输出端分别连接第二比较器CMP2的输入端；第一比较器CMP1的输出端和第二触发器RS2的Q端分别连接第一与门AND1的输入端，第二比较器CMP2输出端和第二触发器RS2的Q1端分别连接第二与门AND2的输入端；第一与门AND1、第二与门AND2分别与第二或门OR2相连。

所述的第二脉冲信号产生器PGS，包括第三或门OR3、第三比较器CMP3、第四比较器CMP4、第三加法器ADD3、信号选择器CH，以及第三与门AND3；将第二电流检测电路IS2、第三电流检测电路IS3分别与第三或门OR3相连；第三或门OR3、模式切换电流信号I_ref分别与第三比较器CMP3相连；第三电流检测电路IS3的输出端连接第三加法器ADD3，第三电流检测电路IS3的输出信号I_ob乘以系数k3、信号I_L乘以系数k4后送入第三加法器ADD3；第三比较器CMP3的输出端、第三加法器ADD3的输出端连接信号选择器CH，第三比较器CMP3的输出信号、0信号、第三加法器ADD3的输出信号送入信号选择器CH；信号选择器CH、第一电流检测电路IS1分别与第四比较器CMP4相连；第四比较器CMP4和第二触发器RS2的Q1端分别与第三与门AND3相连。

所述的第三脉冲信号产生器PGR2，包括乘法器MULT和第五比较器CMP5组成；将第一电流检测电路IS1、第二触发器RS2的Q端分别与乘法器MULT的输入端相连；将所述的第二脉冲信号产生器PGS中信号选择器CH的输出端、乘法器MULT的输出端分别与第五比较器CMP5相连。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

一、本发明为工作于混合导电模式的单电感双输出开关变换器提供一种有效的控制方法，具有很好的稳定性；当其中一条输出支路负载发生变化时，另一条输出支路的电压基本不变，具有很小的交叉影响。

二、与主开关管采用电压型控制、续流开关管采用CRC控制(记为V-CRC控制)的PCCM-PCCM单电感双输出开关变换器相比，本发明的单电感双输出开关变换器在输入电压发生改变时，能够快速调节主开关管和支路开关管的导通和关断，输出电压超调量小，调节时间短，输入瞬态性能好。

三、与V-CRC控制的PCCM-PCCM电感双输出开关变换器相比，本发明的单电感双输出开关变换器在负载变化时具有快速的瞬态响应速度，输出电压的超调量小，支路间的交叉影响小。

四、与V-CRC控制的PCCM-PCCM电感双输出开关变换器相比，本发明的单电感双输出开关变换器在重载条件下，通过动态调节续流电流值，该变换器始终工作于CCM-PCCM模式，可保证较小的交叉影响；在轻载条件下，本发明的单电感双输出开关变换器工作于BCM-DCM模式，减小了开关损耗，提高了变换器效率；由于可切换模式和可实现动态续流，该变换器在全负载范围内具有较高的效率。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1为本发明实施例一控制方法的电路结构框图。

图2为本发明实施例一的第一脉冲信号产生器PGR1的电路结构框图。

图3为本发明实施例一的第二脉冲信号产生器PGS的电路结构框图。

图4为本发明实施例一的第三脉冲信号产生器PGR2的电路结构框图。

图5为本发明实施例一的电路结构框图。

图6为本发明实施例一的混合模式单电感双输出开关变换器稳态工作时的主要波形示意图。

图7为本发明实施例一的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM变换器在输入电压突变时的瞬态时域仿真波形。

图8为本发明实施例一的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM变换器在a支路负载突变时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图9为本发明实施例一的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM变换器在b支路负载突变时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图10为本发明实施例一控制的变换器TD在电路参数改变后，工作模式切换为BCM-DCM，变换器稳态时域仿真波形。

图11(a)为分别采用本发明的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM变换器在a输出支路负载变化时的效率曲线图。

图11(b)为分别采用本发明的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM变换器在b输出支路负载变化时的效率曲线图。

图12为本发明实施例一控制的变换器TD在电路参数改变后，支路负载突变时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图13为本发明实施例二的电路结构框图。

具体实施方式

下面通过具体的实例并结合附图对本发明做进一步详细的描述。

实施例一

图1示出，本发明的一种具体实施方式为：混合导电模式单电感双输出开关变换器定频V²C动态续流控制装置，主要由第一电压检测电路VS1、第二电压检测电路VS2，第一电流检测电路IS1、第二电流检测电路IS2、第三电流检测电路IS3，第一误差放大器EA1、第二误差放大器EA2，第一脉冲信号产生器PGR1、第二脉冲信号产生器PGS、第三脉冲信号产生器PGR2，第一触发器RS1、第二触发器RS2、第三触发器RS3，第一或门OR1，第一驱动电路DR1、第二驱动电路DR2、第三驱动电路DR3和第四驱动电路DR4组成；在每个开关周期内，检测电感电流，得到信号I_L，检测两条输出支路的输出电压、输出电流，得到信号V_oa和V_ob、I_oa和I_ob；将V_oa和电压基准值V_ref1送入到第一误差放大器EA1产生信号V_e1，将V_ob和电压基准值V_ref2送入到第二误差放大器EA2产生信号V_e2；将I_L、V_oa、V_ob、V_e1和V_e2送入第一脉冲信号产生器PGR1生成信号RR1；将I_L、I_oa和I_ob送入第二脉冲信号产生器PGS产生信号I_dc和SS；将I_L和I_dc送入第三脉冲信号产生器PGR2产生信号RR2；将时钟信号CLK经过第一或门OR1得到的信号和信号RR1送入第一触发器RS1产生脉冲信号V_p1，用以控制变换器主开关管的导通和关断；时钟信号CLK和信号RR2经过第二触发器RS2产生脉冲信号V_pa和V_pb，用以控制变换器支路开关管的导通和关断；信号SS和信号V_p1经过第三触发器RS3产生脉冲信号V_p2，用以控制续流开关管的导通和关断。

图2示出，本例的第一脉冲产生器PGR1的具体组成为：由第一加法器ADD1、第二加法器ADD2，第一比较器CMP1、第二比较器CMP2，第一与门AND1、第二与门AND2，以及第二或门OR2组成；将第一电压检测电路VS1的输出信号V_oa、第一电流检测电路IS1的输出信号I_L乘以系数k1后送入第一加法器ADD1；将第二电压检测电路VS2的输出信号V_ob、信号I_L乘以系数k2后送入第二加法器ADD2；第一加法器ADD1的输出端连接第一比较器CMP1的正极性端，第一误差放大器EA1的输出端连接第一比较器CMP1的负极性端；第二加法器ADD2的输出端连接第二比较器CMP2的正极性端，第二误差放大器EA2的输出端连接第二比较器CMP2的负极性端；第一比较器CMP1的输出端和a输出支路的开关管控制信号V_pa连接第一与门AND1；第二比较器CMP2输出端和b输出支路的开关管控制信号V_pb连接第二与门AND2；第一与门AND1和第二与门AND2的输出端连接第二或门OR2。

图3示出，本例的第二脉冲产生器PGS的具体组成为：由第三或门OR3，第三比较器CMP3、第四比较器CMP4，第三加法器ADD3，信号选择器CH，以及第三与门AND3组成；将第二电流检测电路IS2、第三电流检测电路IS3与第三或门OR3相连；第三或门的输出端接第三比较器CMP3的正极性端，模式切换电流信号I_ref连接第三比较器CMP3的负极性端；第三电流检测电路IS3的输出信号I_ob乘以系数k3、第一电流检测电路IS1的输出信号I_L乘以系数k4后送入第三加法器ADD3；第三比较器CMP3的输出信号、0信号、第三加法器ADD3的输出信号送入信号选择器CH，通过信号选择器CH的输出信号选择单电感双输出开关变换器工作于CCM-PCCM或BCM-DCM；信号选择器CH的输出端连接第四比较器CMP4的正极性端，第一电流检测电路IS1的输出端连接第四比较器CMP4的负极性端；第四比较器CMP4输出端和b输出支路的开关管控制信号V_pb连接第三与门AND3。

图4示出，本例的第三脉冲产生器PGR2的具体组成为：由乘法器MULT和第五比较器CMP5组成；第一电流检测电路IS1的输出端、a输出支路的开关管控制信号V_pa连接乘法器MULT的输入端；乘法器MULT的输出端连接第五比较器CMP5的负极性端，所述的第二脉冲信号产生器PGS中信号选择器CH输出端的I_dc信号连接第五比较器CMP5的正极性端。

本例采用图5的装置，可方便、快速地实现上述控制方法。图5示出，本例混合导电模式单电感双输出开关变换器定频V²C动态续流控制装置，由开关变换器TD和开关管S₁、S_a、S_b、续流开关管S₂的控制装置组成。

本例的装置其工作过程和原理是：

控制装置采用混合导电模式单电感双输出开关变换器定频V²C动态续流控制的工作过程和原理是：如图5、图6示出，每个开关周期开始时，时钟信号CLK输出高电平，即第二触发器RS2的Q端控制脉冲信号V_pa为高电平V_pb为低电平，变换器支路开关管S_a导通，a支路工作；同时，由于时钟信号CLK、V_pb与第一或门OR1相连，第一或门OR1的输出端为高电平，即第一触发器RS1的S端输入高电平，第一触发器RS1的Q端控制脉冲信号V_p1为高电平，主开关管S₁导通，由于第一触发器RS1的Q端连接第三触发器RS3的R端，续流开关管S₂关断，电感电流I_L上升，输出电压V_oa上升；当输出电压V_oa与电感电流I_L乘以k1的叠加信号上升到控制信号V_e1时，第一触发器RS1的R端输入信号RR1为高电平，第一触发器RS1输出的控制脉冲信号V_p1变为低电平，S₁断开，电感电流I_L下降，输出电压V_oa下降；当电感电流I_L与V_pa的乘积，即a支路输入电流的信号下降到动态续流参考信号I_dc时，第二触发器RS2的R端输入信号RR2为高电平,第二触发器RS2输出的控制脉冲信号V_pa变为低电平，V_pb变为高电平，变换器支路开关管S_a关断，S_b导通，b支路工作；同时，第一或门OR1的输出端为高电平，即第一触发器RS1的S端再次输入高电平，第一触发器RS1的控制脉冲信号V_p1为高电平，主开关管S₁导通，续流开关管S₂仍然关断，电感电流I_L上升，输出电压V_ob上升；当输出电压V_ob与电感电流I_L乘以k2的叠加信号上升到控制信号V_e2时，第一触发器RS1的R端输入信号RR1为高电平，第一触发器RS1输出的控制脉冲信号V_p1变为低电平，S₁断开，电感电流I_L下降，输出电压V_ob下降；当电感电流I_L下降到动态续流参考信号I_dc时，第三触发器RS3的S端输入信号SS变为高电平，第三触发器RS3输出的控制脉冲信号V_p2变为高电平，续流开关管S₂导通，直至当前开关周期结束；下一个时钟信号CLK来临，进入下一个开关周期。

第一脉冲信号产生器PGR1完成信号RR1的产生和输出：图2示出，输出电压V_oa与电感电流I_L乘以系数k1的叠加信号高于控制信号V_e1时，第一比较器CMP1的输出信号为高电平，反之，为低电平；输出电压V_ob与电感电流I_L乘以系数k2的叠加信号高于控制信号V_e2时，第二比较器CMP2的输出信号为高电平，反之，为低电平；当第一比较器CMP1的输出信号和脉冲信号V_pa同时为高电平时，第一与门AND1开通，第二与门AND2被封锁，第二或门OR2输出信号RR1为高电平；同样，当第二比较器CMP2的输出信号和脉冲信号V_pb同时为高电平时，第二与门AND2开通，第一与门AND1被封锁，第二或门OR2输出信号RR1为高电平。

第二脉冲信号产生器PGS完成信号SS的产生和输出：图3示出，当a支路输出电流I_oa或b支路输出电流I_ob低于模式切换电流I_ref时，第三比较器CMP3输出低电平，当a支路输出电流I_oa和b支路输出电流I_ob都高于模式切换电流I_ref时，第三比较器CMP3输出高电平；当第三比较器CMP3输出低电平时，信号选择器CH选择0信号作为动态续流参考信号I_dc，此时变换器的工作模式为BCM-DCM；当第三比较器CMP3输出高电平时，信号选择器CH选择b路输出电流I_ob乘以系数k3与电感电流I_L乘以系数k4的叠加信号作为动态续流参考信号I_dc，此时变换器的工作模式为CCM-PCCM；当电感电流低于到动态续流参考信号I_dc时，第四比较器CMP4输出高电平，反之，为低电平；当第四比较器CMP4的输出信号和脉冲信号V_pb同时为高电平时，第三与门AND3开通。

第三脉冲信号产生器PGR2完成信号RR2的产生和输出：图4示出，当电感电流I_L与V_pa的乘积低于动态续流参考信号I_dc时，第五比较器CMP5的输出信号为高电平，反之为低电平。

本例的开关变换器TD为混合导电模式单电感双输出Buck变换器。

用PSIM仿真软件对本例的方法进行时域仿真分析，结果如下。

图6为本发明实施例一变换器在稳态工作时，电感电流信号I_L、时钟信号CLK、脉冲信号RR1、RR2、SS及驱动信号V_pa、V_pb、V_p1、V_p2之间的关系示意图。从图中可以看出，采用本发明的单电感双输出开关变换器可以工作在CCM-PCCM混合模式。

图6的仿真条件为：输入电压V_in＝20V，a支路电压基准值V_ref1＝7V、b支路电压基准值V_ref2＝5V，电感L＝150μH(其等效串联电阻为50mΩ)，电容C_oa＝C_ob＝470μF，电容等效串联电阻R_ca＝R_cb＝100mΩ，负载电阻R_oa＝7Ω、R_ob＝5Ω，主开关管开关频率为10kHz，开关管S₁、S₂、S_a、S_b的等效寄生电阻为50mΩ，二极管D1、D2的导通压降为0.4V，电感电流I_L的系数k1、k2均为0，模式切换电流I_ref为0.4A。

图7为采用本发明的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM单电感双输出Buck变换器在输入电压突变时(输入电压V_in从20V→40V变化)，两输出支路输出电压的瞬态时域仿真波形。仿真条件与图6一致。从图中可以看出：采用本发明的变换器TD的a、b输出支路的输出电压V_oa、V_ob，在输入电压突变后，几乎没有调整过程便重新进入稳态；由此可见，本发明的变换器TD输入瞬态性能好，调节时间短，输出电压瞬态变化量很小，抗输入波动能力强。

图8、图9分别为采用本发明的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM单电感双输出Buck变换器在输出支路a负载突变(输出支路a的输出电流I_oa从1A→0.5A变化)、输出支路b负载突变(输出支路b的输出电流I_ob从0.5A→1A变化)时两输出支路输出电压的时域仿真波形图。图8、图9的仿真条件与图6一致。从图中可以看出：采用本发明的变换器TD在负载突变后的输出电压瞬态变化量小，调节时间很短，负载瞬态性能好，并且一条输出支路负载突变对另一条输出支路的交叉影响较小。

如图10为本发明的变换器TD两条输出支路输出电压和电感电流的稳态时域仿真波形图。与图6仿真条件不同之处在于：变换器a路负载电阻R_oa＝18Ω。此时支路a负载电流为I_oa＝0.388A，小于模式切换电流I_ref，变换器工作于BCM-DCM，工作于此模式时可减少开关损耗，提高变换器的轻载效率。

图11(a)为采用本发明的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM单电感双输出Buck变换器在a输出支路负载变化时的效率曲线图，图11(b)为采用本发明的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM单电感双输出Buck变换器在b输出支路负载变化时的效率曲线图。由图11(a)可知，当负载较大时，本发明的变换器TD工作于CCM-PCCM，此时两种方法下变换器的效率相近；随着负载的减小，当a支路负载电流I_oa小于模式切换电流I_ref时，判定为轻载模式，本发明的变换器工作模式切换为BCM-DCM，此时，本发明的变换器TD的效率远高于V-CRC控制的PCCM-PCCM单电感双输出变换器的效率。由图11(b)可知，采用本发明的变换器TD在全负载范围内都具有较高的效率；当变换器工作于CCM-PCCM时，随着负载减小，效率逐渐上升；当变换器切换为BCM-DCM后，变换器效率维持在较高值，基本不变。

如图12为本发明的变换器TD在输出支路a负载突变时两条输出支路输出电压的时域仿真波形图。与图6仿真条件不同之处在于：电感电流I_L的加权系数k1、k2均为0.08，输出电容C_oa和C_ob的等效串联电阻均为20mΩ。从图中可以看出，加入电感电流补偿后，当输出电容等效串联电阻较小时，变换器TD仍能稳定工作，且当补偿系数较小时基本不影响其负载瞬态响应速度，两条输出支路间的交叉影响很小，具有很好的稳定性。

实施例二

如图13所示，本例与实施例一基本相同，不同之处是：本例控制的变换器TD为混合导电模式单电感双输出单端正激型变换器。

本发明除可用于以上实施例中的单电感双输出开关变换器外，也可用于混合导电模式单电感双输出半桥变换器、混合导电模式单电感双输出全桥变换器等多种多输出电路拓扑中。