基于三次谐波注入矩阵变换器的模型预测电流控制方法

摘要

本发明涉及一种基于三次谐波注入矩阵变换器的模型预测电流控制方法。通过采样矩阵变换器工作时间的电压和电流，以及三次谐波注入电流的后级三相逆变电路的输出电流参考值，计算每一种开关状态在k+1时刻的三次谐波注入电流和三相逆变电路输出电流；最后计算每一种开关状态的代价函数值，选择代价函数值最优的一组开关状态作为下一时刻三次谐波注入矩阵变换器的开关状态。本发明不需要复杂的调制以及PI控制算法，简单易操作；在预测周期一定的前提下，可以调整开关频率；受调制系数变化的影响小。

说明书

技术领域

本发明涉及电力变换技术领域，具体涉及一种基于三次谐波注入矩阵变换器的模型预测电流控制方法。

背景技术

交-交电能变换器作为公共电网与交流负载的接口电路，被广泛用于各种交-交电能变换场合，例如交流变频驱动、新能源发电和不间断电源等领域。一般大功率的交-交变换器都采用三相二极管无源前端整流电路作为前级电路，此种前级电路具有转换效率高、EMI干扰小、低成本、结构简单和可靠性高等优点，但是存在能量单向流动、输入电流质量差等特点。

三次谐波注入矩阵变换器作为一种混合有源前端整流的交-交变换器，继承了无源前端整流电路的优点。由于三次谐波电流的注入，保证了三相整流电路输入电流的正弦对称性，从而使三次谐波注入矩阵变换器成为交流驱动器和风力发电系统的最优选择。

三次谐波注入矩阵变换器的控制方法一般采用载波调制和PI控制器。其中PI控制器能够较好的跟踪三次谐波注入电流参考值和三相桥式逆变电路输出电流。但是随着矩阵变换器的调制系统的改变，导致调制方式发生改变，从而使PI控制器的控制方式变得复杂繁琐。

发明内容

针对现有技术中的缺陷，本发明提供一种基于三次谐波注入矩阵变换器的模型预测电流控制方法，以解决现有技术中调制方式改变时载波调制与PI控制比较复杂的问题。

本发明提供了一种基于三次谐波注入矩阵变换器的模型预测电流控制方法，所述矩阵变换器包括前级三相整流电路、中间级三次谐波注入电路和后级三相逆变电路；所述控制方法包括：

根据三相输入电源电流获取在k时刻时三次谐波注入电流的参考值；根据负载需求获取在k时刻时后级三相逆变电路的输出电流参考值；

利用拉格朗日外推法估计k+1时刻的三次谐波注入电流参考值i_y*(k+1)和三相逆变电路输出电流参考值i_o*(k+1)；

根据采样k时刻的三相输入电源电压u_i(k)、三相输入电源电流i_i(k)、直流母线电压u_dc(k)、三次谐波注入电流i_y(k)和三相逆变电路的输出电流i_o(k)计算当前时刻的三次谐波注入电流和三相逆变电路输出电流；

将所述三次谐波注入矩阵变换的模型进行离散化，根据离散化模型预测出三次谐波注入矩阵变换器的每一种开关状态在k+1时刻的三次谐波注入电流i_y(k+1)和三相逆变电路输出电流i_o(k+1)；

计算每一种开关状态的代价函数值，选择代价函数值最优的一组开关状态作为下一时刻三次谐波注入矩阵变换器的开关状态。

可选地，所述三次谐波注入矩阵变换器的模型包括前级三相整流电路、中间级三次谐波注入电路和后级三级逆变电路的数据模型；

所述前级三相整流电路包括滤波电路和三相桥式整流电路，所述滤波电路的空间状态方程为：

$\left(\begin{array}{c}{L}_{fi}\frac{{\mathrm{di}}_i}{dt}=u_{si}-R_{fi}-u_i\\ C_{fi}\frac{{\mathrm{du}}_i}{dt}=i_i-i_{ri}\end{array}\right);$

式中，R_fi表示滤波电感等效串联电阻；u_si＝[u_sa>sb>sc]^T表示三相输入电源电压；i_i＝[i_a>b>c]^T表示滤波电路输出电流；u_i＝[u_a>b>c]^T表示三相整流电路的输入电压；i_ri＝[i_ra>rb>rc]^T表示三相整流电路的输入电流；C_fi＝[C_fa>fb>fc]^T表示滤波电路电容；L_fi＝[L_fa>fb>fc]^T表示滤波电路电感；R_fi＝[R_fa>fb>fc]^T表示滤波电感等效电阻；

所述三相桥式整流电路的输入电流的开关函数方程为：

$\left(\begin{array}{c}{i}_{ra}=S_{a+}{i}_p-S_{a-}{i}_n-S_{ay}{i}_y\\ i_{rb}=S_{b+}{i}_p-S_{b-}{i}_n-S_{by}{i}_y\\ i_{rc}=S_{c+}{i}_p-S_{c-}{i}_n-S_{cy}{i}_y\end{array}\right),$

式中，S_a+，S_b+，S_c+为三相桥式整流电路上桥臂三个开关的开关函数；S_a-，S_b-，S_c-为三相桥式整流电路下桥臂三个开关的开关函数；S_ay，S_by，S_cy是三次谐波注入三个开关的开关函数；i_y是三次谐波注入电流；i_p是直流母线正向电流，i_n是直流母线负向电流；

直流母线电压开关函数方程为：

u_dc＝S_a+u_a+S_b+u_b+S_c+u_c；

式中，u_dc为直流母线电压。

可选地，所述中间级三次谐波注入电路作为该三次谐波注入矩阵变换器的节点，该节点电流方程为：

$\left(\begin{array}{c}{i}_p=S_{y+}{i}_p+i_{dc}\\ i_p=i_y+i_n\end{array}\right);$

式中，i_dc表示后级三相桥式逆变电路的输入直流电流。

可选地，三次谐波注入电流作为前级三相桥式整流电路的被控对象，谐波注入电感L_y的状态方程为：

$\frac{{\mathrm{di}}_y}{dt}=\frac{1}{L_y}[S_{y+}{u}_{dc}-(S_{ay}{u}_a+S_{by}{u}_b+S_{cy}{u}_c)];$

式中，S_y+表示双buck半桥电路中开关管的开关函数。

可选地，三相桥式逆变电路中开关管的开关函数方程为：

$\left(\begin{array}{c}{u}_r=S_{r+}{u}_{dc}\\ u_s=S_{s+}{u}_{dc}\\ u_t=S_{t+}{u}_{dc}\end{array}\right);$

式中，S_r+，S_s+，S_t+表示三相桥式逆变电路中上桥臂三个开关的开关函数，u_r，u_s，u_t是三相桥式逆变电路的三相输出电压。

可选地，三相桥式逆变电路的输出负载电流的状态方程为：

$L_l\frac{{\mathrm{di}}_o}{dt}=u_o-{\mathrm{Ri}}_o;$

式中，u_o＝[u_r>s>t]^T表示三相桥式逆变电路的输出电压；i_o＝[i_r>s>t]^T表示三相桥式逆变电路的输出负载电流；L_l＝[L_r>s>t]^T表示三相桥式逆变电路的输出滤波电感；R＝[R_r>s>t]^T表示三相桥式逆变电路的负载电阻。

可选地，所述三次谐波注入电流的代价函数为：

$g_y(k+1)=\left|\right|i_y^{*}(k+1)-i_y(k+1)\left|\right|;$

所述三相逆变电路输出电流的代价函数；

$g_o(k+1)=\left|\right|{i_o}^{*}(k+1)-i_o(k+1)\left|\right|.$

可选地，对所述三次谐波注入矩阵变换的模型进行离散化的步骤中，所述滤波电路的数学模型离散化为：

$\left(\begin{array}{c}{u}_i(k+1)\\ i_i(k+1)\end{array}\right)=G\left(\begin{array}{c}{u}_i\left(k\right)\\ i_i\left(k\right)\end{array}\right)+H\left(\begin{array}{c}{u}_{si}\left(k\right)\\ i_{ri}\left(k\right)\end{array}\right);$

式中，

k+1时刻的三次谐波预测电流为：

$i_y(k+1)=\frac{T_s}{L_y}[S_{y+}{u}_{dc}(k+1)-\left(S_{ay}{u}_a\right(k+1)+S_{by}{u}_b(k+1)+S_{cy}{u}_c(k+1\left)\right)]+i_y\left(k\right);$

k+1时刻三相桥式逆变电路的输出预测电流为：

$i_o(k+1)=\frac{T_s}{L_l}{u}_o(k+1)-[1+\frac{T_s}{L_l}R]i_o\left(k\right).$

可选地，获取所述三次谐波注入电流参考值的步骤包括：

将采集到的A相滤波电容电压u_aF通过带通滤波器得到5次谐波电压u_h5；

将u_h5再与sin(5θ)相乘后通过低通滤波器得到并将作为PI调节器的输入；PI调节器的输出为三相电源的参考输入功率值P*；

依据以下公式计算获得

$i_y^{*}=-\frac{2P^{*}}{3U_{im}}cos({\omega }_{i}t-2\pi /3)-I_{qm}sin({\omega }_{i}t-2\pi /3);$

式中，I_qm表示三相输入电源侧无功电流分量；表示三相输入电源的功率因数角；U_im表示三相输入电源电压的幅值；ω_i表示三相输入电源的角频率；i代表a、b、c三相；

获取所述三相桥式逆变电路的输出电流参考值，三相期望输出电压为：

$\left(\begin{array}{c}{u}_r=U_{om}cos({\omega }_{o}t+{\phi }_u)\\ u_s=U_{om}\cos ({\omega }_{o}t+{\phi }_u-2\pi /3)\\ u_t=U_{om}cos({\omega }_{o}t+{\phi }_u+2\pi /3)\end{array}\right);$

式中，U_om表示期望输出电压的幅值；ω_o表示期望输出电压的角频率；φ表示期望输出电压的功率因数角；Z表示负载阻抗；

三相电流参考值为：

$\left(\begin{array}{c}{i}_r^{*}=U_{om}cos({\omega }_{o}t+{\phi }_u)/Z\\ i_s^{*}=U_{om}cos({\omega }_{o}t+{\phi }_u-2\pi /3)/Z\\ i_t^{*}=U_{om}cos({\omega }_{o}t+{\phi }_u+2\pi /3)/Z\end{array}\right).$

可选地，所述三次谐波注入电流k+1时刻的参考值:

i_y^*(k+1)＝4i_y^*(k)-6i_y^*(k-1)+4i_y^*(k-2)-i_y^*(k-3)；

所述三相桥式逆变电路输出电流k+1时刻的参考值有

i_o^*(k+1)＝4i_o^*(k)-6i_o^*(k-1)+4i_o^*(k-2)-i_o^*(k-3)。

由上述技术方案可知，本发明通过采样矩阵变换器工作时间的电压和电流，以及三次谐波注入电流的后级三相逆变电路的输出电流参考值，计算每一种开关状态在k+1时刻的三次谐波注入电流i_y(k+1)和三相逆变电路输出电流i_o(k+1)；最后计算每一种开关状态的代价函数值，选择代价函数值最优的一组开关状态作为下一时刻三次谐波注入矩阵变换器的开关状态。本发明利用矩阵变换器的开关管的开关频率，改善矩阵变换器的动态性能。与现有技术中载波调制和PI控制复杂繁琐的情况相比，本发明不需要复杂的调制以及PI控制算法，简单易操作；没有固定的开关频率，在预测周期一定的前提下，可以调整开关频率，可降低不必要的开关损耗；并且控制方法受电路调制系数变化的影响较小。

附图说明

通过参考附图会更加清楚的理解本发明的特征和优点，附图是示意性的而不应理解为对本发明进行任何限制，在附图中：

图1为本发明的三次谐波注入矩阵变换器的结构示意图；

图2为图1所示矩阵变换器的模型预测电流控制模块结构示意图；

图3为图2中三次谐波注入参考值示意图。

图4为三次谐波注入电流参考值提取示意图；

图5为图1中前级三相桥式逆变电路开关管的开关状态示意图；

图6为图1中后级三相桥式逆变电路开关管的开关状态示意图；

图7为仿真数据示意图；

图8(a)～(b)为静态分析仿真波形示意图；

图9(a)～(b)为动态分析仿真波形示意图；

图10为输入电流谐波畸变率随调制系统变化的仿真波形示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明实施例提供了一种三次谐波注入的矩阵变换器，如图1所示，包括：前级电路101、中间级电路102、后级电路103和控制模块(图2所示)。

前级电路101与三相输入电源连接，用于将输入的交流电进行整流得到六脉波直流电。中间级电路102与前级电路101连接，用于根据上述六脉波直流电进行产生三次谐波注入到前级电路101，三次谐波的注入使得输入电流保证正弦对称性。后级电路103与前级电路101和中间级电路102连接，用于对上述六脉波直流电进行逆变得到预设条件的交流电。控制模块与前级电路101、中间级电路102、后级电路103连接，用于获取三者的工作参数并生成相应的控制指令以控制三者的输出电压和输出电流。

实际应用中，如图1所示，该前级电路101包括滤波电路1011和双向的三相整流电路1012。所述滤波电路1011包括滤波电容C_Fa、滤波电容C_Fb、滤波电容C_Fc和滤波电感L_Fa、滤波电感L_Fb、滤波电感L_Fc；所述滤波电感L_Fa、滤波电感L_Fb、滤波电感L_Fc分别串联在三相输入电源上；所述滤波电容C_Fa、所述滤波电容C_Fb和所述滤波电容C_Fc的第一端依次连接滤波电容C_Fa、C_Fb、C_Fc的输出端于节点P_a、P_b、P_c，第二端相连接。三相整流电路1012包括3个开关管S_a+、S_b+、S_c+构成的上桥臂和3个开关管S_a-、S_b-、S_c-构成的下桥臂；其中，所述开关管S_a+、S_b+、S_c+的第一极与直流母线正极相连接，第二极依次与所述开关管S_a-、S_b-、S_c-的第一极相连接于所述节点P_a、P_b、P_c；所述开关管S_a-、S_b-、S_c-的第二极与直流母线负极相连接。

如图1所示，上述中间级电路102为三次谐波注入电路包括双Buck半桥电路和双向开关S_a、S_b、S_c。其中，双Buck半桥电路包括开关管S_y+、S_y-和电感L_y。开关管S_y+的第一极连接直流母线正极，第二极连接开关管S_y-的第一极于节点P₁；电感L_y的第一端连接节点P₁，第二端连接节点P₂。双向开关S_a包括开关管S_ay和S_ya，双向开关S_b包括开关管S_by和S_yb，双向开关S_c包括开关管S_cy和S_yc；开关管S_ya、S_yb和S_yc的第一极连接节点P₂，第二极依次连接开关管S_ay、S_by和S_cy的第一极；所述开关管S_ay、S_by和S_cy的第二极依次连接到节点P_a、P_b、P_c。

如图1所示，上述后级电路103包括三相电压型逆变电路1032。该三相电压型逆变电路包括开关管S_r+、S_s+、S_t+构成的上桥臂和开关管S_r-、S_s-、S_t-构成的下桥臂。开关管S_r+、S_s+、S_t+的第一极连接直流母线正极，第二极依次连接开关管S_r-、S_s-、S_t-的第一极；开关管S_r-、S_s-、S_t-的第二极连接直流母线负极。

实际应用中，当矩阵变换器停止工作后，负载中的漏电感中会储存部分能量，这部分能量回流到矩阵变换器会损伤该矩阵变换器中的开关管，为解决上述问题，本发明实施例中后级电路103还包括钳位电路1031。如图1所示，该钳位电路1031包括快恢复二极管D_c和电容器C_c。快恢复二极管D_c的正极与直流母线正极相连，负极与电容器C_c的第一极相连；电容器C_c的第二极与直流母线负极相连。这样，漏电感中储存的能量可以回流到电容器C_c中，防止对该矩阵变换器造成损伤。需要说明的是，该电容器C_c与现有技术中的大容量的储能电容不同，该电容器C_c的容量远远小于储能电容的容量，并且该电容器C_c

针对上述三次谐波注入矩阵变换器，本发明实施例还提供了一种基于三次谐波注入矩阵变换器的模型预测电流控制方法，如图2所示，包括：

步骤一：采样k时刻的三相输入电源电压u_i(k)、三相输入电源电流i_i(k)、直流母线电压u_dc(k)、三相逆变电路输出电流i_o(k)、三次谐波注入电流i_y(k)；

步骤二：根据步骤一种的采样值，利用离散化的模型预测出k+1时刻每一种有效的开关状态下三次谐波注入电流值i_y(k+1)和三相逆变电路输出电流i_o(k+1)。其中三相桥式整流电路有12中有效开关状态；三相桥式逆变电路有8种有效的开关状态；

步骤三：选取三相输入电源电流中绝对值最小的一相作为k时刻三次谐波注入电流的参考值i_y*(k)。根据负载要求获得k时刻三相逆变电路的输出电流参考值i_o*(k)。

步骤四：根据步骤三中的参考值，利用拉格朗日外推法，获得k+1时刻的三次谐波注入电流的参考值为i_y*(k+1)和三相逆变电路输出电流i_o*(k+1)。

步骤五：选取代价函数。三次谐波注入电流的代价函数三相逆变电路输出电流的代价函数利用上述的两个代价函数，计算出每一种有效的开关状态代价函数的值，选取其中代价函数g_y，g_o最小的一组开关状态作为三次谐波注入矩阵变换器k+1时刻的开关动作状态。

需要说明的是，本发明实施例步骤二的数学模型离散化方法为：

$\left(\begin{array}{c}{u}_i(k+1)\\ i_i(k+1)\end{array}\right)=G\left(\begin{array}{c}{u}_i\left(k\right)\\ i_i\left(k\right)\end{array}\right)+H\left(\begin{array}{c}{u}_{si}\left(k\right)\\ i_{ri}\left(k\right)\end{array}\right);$

式中，

k+1时刻的三次谐波预测电流为：

$i_y(k+1)=\frac{T_s}{L_y}[S_{y+}{u}_{dc}(k+1)-\left(S_{ay}{u}_a\right(k+1)+S_{by}{u}_b(k+1)+S_{cy}{u}_c(k+1\left)\right)]+i_y\left(k\right);$

k+1时刻三相桥式逆变电路的输出预测电流为：

$i_o(k+1)=\frac{T_s}{L_l}{u}_o(k+1)-[1+\frac{T_s}{L_l}R]i_o\left(k\right).$

如图3和图4所示，本发明实施例中正确的三次谐波注入电流的参考值为三相输入电源电流中绝对值最小值一相的电流值，通过以下步骤获取：

将采集到的A相滤波电容电压u_aF通过带通滤波器得到5次谐波电压u_h5；

将u_h5再与sin(5θ)相乘后通过低通滤波器得到并将作为PI调节器的输入；PI调节器的输出为三相电源的参考输入功率值P*；

依据以下公式计算获得

$i_y^{*}=-\frac{2P^{*}}{3U_{im}}cos({\omega }_{i}t-2\pi /3)-I_{qm}sin({\omega }_{i}t-2\pi /3);$

式中，I_qm表示三相输入电源侧无功电流分量；表示三相输入电源的功率因数角；U_im表示三相输入电源电压的幅值；ω_i表示三相输入电源的角频率；i代表a、b、c三相。

图5示出了前级三相桥式逆变电路的开关状态示意图。如图5所示，前级三相桥式逆变电路包括六个开关S_a+，S_b+，S_c+，S_a-，S_b-，S_c-；三次谐波注入电路中的三个双向开关S_ay-S_ya，S_by-S_yb，S_cy-S_yc和双Buck半桥电路两个开关S_y+，S_y-的开关状态，有效开关状态一共有12种。其中，图5中扇区是根据三相输入电源电压值确定的，划分方法包括：

u_a>u_b>u_c的区间设定为扇区Ⅰ；u_b>u_a>u_c的区间设定为扇区Ⅱ；

u_b>u_c>u_a的区间设定为扇区Ⅲ；u_c>u_b>u_a的区间设定为扇区Ⅳ；

u_c>u_a>u_b的区间设定为扇区Ⅴ；u_a>u_c>u_b的区间设定为扇区Ⅵ

图6示出了后级三相桥式逆变电路中开关管的开关状态示意图。如图1与图6所示，该后级三相桥式逆变电路中包括六个开关管S_r+，S_s+，S_t+，S_r-，S_s-，S_t-。上述六个开关管的有效开关状态共8种。

图7中列出了基于图1的三次谐波注入矩阵变换器的模型预测电流控制方法的仿真数据，包括预测控制周期、三相输入电源电压的幅值和频率、三相逆变电路输出参考电压的幅值、三相输入滤波器的电感电容值、三相输入滤波器的电感等效电阻值、三次谐波注入的电感值、三相电压型逆变电路输出滤波电感值和负载电阻值。利用上述数据进行仿真，从而得到图8所示的静态分析仿真波形和图9所示的动态分析仿真波形。

如图8(a)所示，矩阵变换器的调制系统为0.625，即输出电流有效值为I_r*＝10A，输出频率ω＝40Hz。如图8(b)所示，矩阵变换器的调制系统为0.75，即输出电流有效值为I_r*＝12A，输出频率ω＝100Hz。由图8可以看出，本发明的模型预测电流控制方法在不同的调制系数下，可以保证输入输出电流的正弦对称性。

如图9(a)所示，在仿真时间0.02s时刻，将输出电流频率的参考值从40Hz突变成100Hz。如图9(b)所示，在仿真时间0.02s时刻，将输出电流幅值的参考值从10A突变成-10A。可以看出，本发明有很好的动态性能，不论是参考值以哪种方式发生突变，都能保证在短时间内跟踪上。

图10示出了输入电流谐波畸变率随调制系统变化的仿真波形示意图，图中曲线I是采用常用的PI控制和载波调制方法时，三相输入电流谐波畸变率随调制系数变化的趋线图；图中II曲线是采用本发明的控制方法时，三相输入电流谐波畸变率随调制系数变化的趋线图。可以看出，采用本发明的控制方法使得三相输入电流谐波畸变率保证在5％以下，且不会随调制系数的变化发生巨大波动。

本发明提供了一种基于三次谐波注入矩阵变换器的模型预测电流控制方法，针对三次谐波注入矩阵变换器的拓扑，将控制分为前级三相整流电路的模型预测电流控制和后级三相逆变电路的模型预测电流控制，前级电路与后级电路的控制方法相互独立。本发明的控制方法不需要复杂的调制和PI控制算法，简单易操作；没有固定的开关频率，在预测周期一定的前提下，可以根据矩阵变换器以及负载的需求调整开关频率，从而可以降低不必要的开关损耗；受矩阵变换器的调制系数变化的影响较小。

在本发明中，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。术语“多个”指两个或两个以上，除非另有明确的限定。

虽然结合附图描述了本发明的实施方式，但是本领域技术人员可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下做出各种修改和变型，这样的修改和变型均落入由所附权利要求所限定的范围之内。