用于新能源接入和主动配电网的多电平变流器拓扑结构

摘要

本发明公开了一种用于新能源接入和主动配电网的多电平变流器拓扑结构，具体包括12组电力电子开关、2个直流母线电容、6个反馈二极管、以及3个钳位电容。本发明的多电平变流器拓扑结构，通过增加功率开关的开关模式数量，减小了飞跨电容电压均衡控制的难度，提高了控制灵活性；可以采用正弦波PWM调制实现逆变器功能，有利于飞跨电容电压的平衡控制，在光伏发电系统、微电网、风力发电、燃料电池并网发电系统、主动配电网等场合均有广阔的应用前景。

说明书

技术领域

本发明属于基于电力电子装置的新能源电力系统和主动配电网系统，具体涉及一种可用于新能源接入和主动配电网的多电平拓扑结构。

背景技术

电力电子技术自上个世纪50年代诞生以来，经过半个多世纪的飞速发展，至今已被广泛应用于需要电能变换的各个领域。在低压小功率的用电领域，电力电子技术的各个方面己渐趋成熟，将来的研究目标是高功率密度、高效率、高性能；而在高压大功率的输配电领域，各个方面的技术正成为当今电力电子技术的研究重点。灵活交流输电、高压直流输电、高压大电机的变频调速等都离不开大功率的电力电子装置。

在实现大功率变换的几种解决方案中，多电平变换器因其具有小的输出波形总畸变率(THD)、低的器件电压应力和低的系统电磁干扰(EMI)等优点而受到工业界的青睐。多电平变换器的概念最早是由A.Nabea等人在1980年IEEE工业应用学会年会上提出的，该电路用两个串联的电容将直流母线电压分为三个电平，每个桥臂用四个开关管串联，用一对串联钳位二极管和内侧开关管并联，其中，心抽头和第三电平连接，实现中点钳位，形成所谓中点钳位(NPC—Neural Point Clamped)变换器。在这个电路中，主功率管关断时仅仅承受直流母线电压的一半，所以特别适合高压大功率应用场合。1983年，Bhagwat等人在此基础上，将三电平电路推广到任意n电平，对NPC电路及其统一结构作了进一步的研究，这些工作为高压大功率变换器的研究提供了新的思路。从多电平变换器概念的提出至今，在短短二十多年的时间里，电力电子变流器在新能源电力系统和主动配电网中的应用得到进一步发展，但适应新能源接入和主动配电网的技术需求的还比较少。

发明内容

本发明的目的是为了适应新能源接入和主动配电网的技术需求，提出一种用于新能源接入和主动配电网的多电平变流器拓扑结构，通过增加功率开关的开关模式数量，减小了飞跨电容电压均衡控制的难度，提高了控制灵活性。

本发明的技术方案为：一种用于新能源接入和主动配电网的多电平变流器拓扑结构，具体包括12组电力电子开关、2个直流母线电容、6个反馈二极管、以及3个钳位电容，其中，所述的电力电子开关包括一个三极管和一个钳位二极管，所述三极管的集电极与所述钳位二极管的阴极相连作为所述电力电子开关的第一端子，所述三极管的发射极与所述钳位二极管的阳极相连作为所述电力电子开关的第二端子，所述三极管的基极接外部的PWM控制信号；所述第一组电力电子开关的第一端子、第二组电力电子开关的第一端子、第三组电力电子开关的第一端子与第一直流母线电容的第一端相连接，作为所述拓扑结构的第一输入端；

所述第一组电力电子开关的第二端子、第四组电力电子开关的第一端子、第一反馈二极管的阴极与第一钳位电容的第一端相连；所述第二组电力电子开关的第二端子、第五组电力电子开关的第一端子、第二反馈二极管的阴极与第二钳位电容的第一端相连；所述第三组电力电子开关的第二端子、第六组电力电子开关的第一端子、第三反馈二极管的阴极与第三钳位电容的第一端相连；所述第一反馈二极管的阳极、第二反馈二极管的阳极、第三反馈二极管的阳极、第四反馈二极管的阴极、第五反馈二极管的阴极、第六反馈二极管的阴极与第一直流母线电容的第二端相连接；

所述第四组电力电子开关的第二端子与第七组电力电子开关的第一端子相连接，作为所述拓扑结构的第一输出端；所述第五组电力电子开关的第二端子与第八组电力电子开关的第一端子相连接，作为所述拓扑结构的第二输出端；所述第六组电力电子开关的第二端子与第九组电力电子开关的第一端子相连接，作为所述拓扑结构的第三输出端；

所述第一钳位电容的第二端、第四反馈二极管的阳极、第七组电力电子开关的第二端子与第十组电力电子开关的第一端子相连；所述第二钳位电容的第二端、第五反馈二极管的阳极、第八组电力电子开关的第二端子与第十一组电力电子开关的第一端子相连；所述第三钳位电容的第二端、第六反馈二极管的阳极、第九组电力电子开关的第二端子与第十二组电力电子开关的第一端子相连；

所述第一反馈二极管的阳极、第二反馈二极管的阳极、第三反馈二极管的阳极、第一直流母线电容的第二端与第二直流母线电容的第一端相连接；第二直流母线电容的第二端与第十组电力电子开关的第二端子、第十一组电力电子开关的第二端子和第十二组电力电子开关的第二端子相连，作为所述拓扑结构的第二输入端。

本发明的有益效果：本发明的多电平变流器拓扑结构，通过增加功率开关的开关模式数量，减小了飞跨电容电压均衡控制的难度，提高了控制灵活性；可以采用正弦波PWM调制实现逆变器功能，有利于飞跨电容电压的平衡控制，在光伏发电系统、微电网、风力发电、燃料电池并网发电系统、主动配电网等场合均有广阔的应用前景。

附图说明

图1本发明实施例的多电平变流器拓扑结构，其中，12组电力电子开关分别为Q_a1、Q_b1、Q_c1、Q_a2、Q_b2、Q_c2、Q_a3、Q_b3、Q_c3、Q_a4、Q_b4、Q_c4，2个直流母线电容分别为C_d1、C_d2，6个反馈二极管分别为D_a2、D_b2、D_c2、D_a3、D_b3、D_c3，3个钳位电容C_xa、C_xb、C_xc。

图2本发明实施例的多电平变流器拓扑结构的钳位电容充电回路1示意图。

图3本发明实施例的多电平变流器拓扑结构的钳位电容充电回路2示意图。

图4本发明实施例的多电平变流器拓扑结构的钳位电容放电回路1示意图。

图5本发明实施例的多电平变流器拓扑结构的钳位电容放电回路2示意图。

图6本发明实施例的多电平变流器拓扑结构的钳位电容放电回路3示意图。

图7本发明实施例的多电平变流器拓扑结构的钳位电容放电回路4示意图。

图8本发明实施例的多电平变流器拓扑结构的钳位电容放电回路5示意图。

图9采用SPWM方式的多电平变流器拓扑结构的调制模块示意图。

图10本发明实施例的SPWM控制方式下A相桥臂输出中点电压仿真波形示意图。

图11本发明实施例的SPWM控制方式下线电压U_ab仿真波形示意图。

图12多电平变流器拓扑结构的直流母线电容C_d1和C_d2的电压示意图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的实施例作详细说明：本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

图1给出了本发明实施例的多电平变流器拓扑结构，具体包括12组电力电子开关Q_a1、Q_b1、Q_c1、Q_a2、Q_b2、Q_c2、Q_a3、Q_b3、Q_c3、Q_a4、Q_b4、Q_c4、2个直流母线电容C_d1、C_d2、6个反馈二极管D_a2、D_b2、D_c2、D_a3、D_b3、D_c3、以及3个钳位电容C_xa、C_xb、C_xc，其中，电力电子开关包括一个三极管和一个钳位二极管，所述三极管的集电极与所述钳位二极管的阴极相连作为所述电力电子开关的第一端子，所述三极管的发射极与所述钳位二极管的阳极相连作为所述电力电子开关的第二端子，所述三极管的基极接外部的PWM控制信号。

所述第一组电力电子开关Q_a1的第一端子、第二组电力电子开关Q_b1的第一端子、第三组电力电子开关Q_c1的第一端子与第一直流母线电容C_d1的第一端相连接，作为所述拓扑结构的第一输入端。

所述第一组电力电子开关Q_a1的第二端子、第四组电力电子开关Q_a2的第一端子、第一反馈二极管D_a2的阴极与第一钳位电容C_xa的第一端相连；所述第二组电力电子开关Q_b1的第二端子、第五组电力电子开关Q_b2的第一端子、第二反馈二极管D_b2的阴极与第二钳位电容C_xb的第一端相连；所述第三组电力电子开关Q_c1的第二端子、第六组电力电子开关Q_c2的第一端子、第三反馈二极管D_c2的阴极与第三钳位电容C_xc的第一端相连；所述第一反馈二极管D_a2的阳极、第二反馈二极管D_b2的阳极、第三反馈二极管D_c2的阳极、第四反馈二极管D_a3的阴极、第五反馈二极管D_b3的阴极、第六反馈二极管Q_c3的阴极与第一直流母线电容C_d1的第二端相连接。

所述第四组电力电子开关Q_a2的第二端子与第七组电力电子开关Q_a3的第一端子相连接，作为所述拓扑结构的第一输出端；所述第五组电力电子开关Q_b2的第二端子与第八组电力电子开关Q_b3的第一端子相连接，作为所述拓扑结构的第二输出端；所述第六组电力电子开关Q_c2的第二端子与第九组电力电子开关Q_c3的第一端子相连接，作为所述拓扑结构的第三输出端。

所述第一钳位电容C_xa的第二端、第四反馈二极管D_a3的阳极、第七组电力电子开关Q_a3的第二端子与第十组电力电子开关Q_a4的第一端子相连；所述第二钳位电容C_xb的第二端、第五反馈二极管D_b3的阳极、第八组电力电子开关Q_b3的第二端子与第十一组电力电子开关Q_b4的第一端子相连；所述第三钳位电容C_xc的第二端、第六反馈二极管D_c3的阳极、第九组电力电子开关Q_c3的第二端子与第十二组电力电子开关Q_c4的第一端子相连。

D_a2、D_b2、D_c2的阳极、C_d1的第二端与C_d2的第一端相连接；C_d2的第二端与第十组电力电子开关Q_a4的第二端子、第十一组电力电子开关Q_b4的第二端子和第十二组电力电子开关Q_c4的第二端子相连，作为所述拓扑结构的第二输入端。

需要说明的是：电力电子开关中每个三极管的基极都是接的不同控制信号，由PWM调制过程决定，对于本领域技术人员来说，是显而易见的，不再详细说明。

不同于传统的二极管钳位型三电平逆变器，为了使得中点电位更加容易实现平衡，引入了钳位电容，如图1中的C_xa、C_xb、C_xc所示，钳位电容的引入使得每个桥臂的第二个和第三个功率管不能同时导通，否则会出现钳位电容回路短路的情况。因此，三个电平P、O、N中的O电平可以通过两种开关方式得到，每一个桥臂的开关状态由原来的三个增加到四个，这增加了系统的控制灵活性。

调制方式采用空间矢量脉冲宽度调制技术(SVPWM)，其矢量状态由原来的27个增加到了现在的64个，再加上需要考虑保证钳位电容的顺利放电等因素，增加了其实现的困难。因此，需要设计出一种既具备SVPWM的优点，又简单可靠的控制方式对此拓扑结构的逆变器至关重要。

以A相为例，三个电平P、O、N中的O电平可以通过两种开关方式得到：一种方式是当开关管Q_a1和Q_a3同时导通、开关管Q_a2和Q_a4同时关断时；另一种是当开关管Q_a2和Q_a4同时导通、开关管Q_a1和Q_a3同时关断时。本实施例的结构中，开关器件IGBT的开关状态和输出电平的关系见表1。

表1各IGBT的开关状态与输出电平的关系

根据表1所示的混合多电平变流器开关模式表，以A相桥壁为例，对各个开关模式矢量详细描述如下：

矢量P：此时，Q_a1、Q_a2导通，Q_a3、Q_a4关断，如果C_xa的电压低于E/2，则C_d1将按照图2加粗的电路回路对C_xa进行充电。

零矢量OA：此时，Q_a2、Q_a4导通，Q_a1、Q_a3关断，如果C_xa的电压低于E/2，则C_d2将按照图3加粗的电路回路对C_xa进行充电。

零矢量OB：此时，Q_a1、Q_a3导通，Q_a2、Q_a4关断，如果C_xa的电压低于E/2，则C_d1将按照图2加粗的电路回路对C_xa进行充电。

矢量N：此时，Q_a3、Q_a4导通，Q_a1、Q_a2关断，如果C_xa的电压低于E/2，则C_d2将按照图3加粗的电路回路对C_xa进行充电。

当系统正常运行时，指定相的钳位电容在该相处于OA或者OB状态时将有可能实现放电；在P或者N状态下将不能放电。

图4、图5、图6分别给出了三相混合钳位三电平逆变器钳位电容的放电回路，具体工作过程分析如下：

对于图4，若A相处于OA(0，1，0，1)状态，当钳位电容C_xa的电压高于E/2时，其可以沿着加粗显示回路进行放电；若A相处于P(1，1，0，0)状态，此时钳位电容的放电回路被直流母线电压E钳住而无法实现其顺利放电，只有当直流母线电压出现突然降低并在某一时刻小于钳位电容电压时才能实现放电。

对于图5，从图中可以看出，正常情况下钳位电容C_xa的放电回路被直流母线电压E钳住，只有当直流母线电压出现突然降低并在某一时刻小于钳位电容电压时才能实现放电。

对于图6，若A相处于OB状态(1，0，1，0)状态，当钳位电容C_xa的电压高于E/2时，其可以沿着加粗显示回路进行放电；若A相处于N(0，0，1，1)状态，此时钳位电容的放电回路被直流母线电压E钳住而无法实现其顺利放电，只有当直流母线电压出现突然降低并在某一时刻小于钳位电容电压时才能实现放电。

对于图7，若A相为OA状态而C相为OB状态，此时钳位电容C_xa放电回路中的线电压为零，当C_xa电压高于直流侧电容C_d2电压时，C_xa可以放电到C_d2并将部分多余电量消耗在电网上，另一部分充放到C_d2上的多余电量可以通过主电路的回路释放掉。此时C相不能为N状态，否则由于放电回路1的存在使得此放电回路无效。

对于图8，若A相为OB状态而C相为OA状态，此时钳位电容C_xa放电回路中的线电压为零，当C_xa电压高于直流侧电容C₁电压时，C_xa可以放电到C₁并将部分多余电量消耗在电网上，另一部分充放到C₁上的多余电量可以通过主电路的回路释放掉。此时C相不能为P状态，否则由于放电回路3的存在使得此放电回路无效。

由以上分析可知，在逆变器运行过程中，通过不同回路的充电或者放电，可以使钳位电容C_xa上的电压维持在E/2附近。

对于二极管钳位式三电平逆变器，钳位电容的加入还有减轻功率开关器件过电压的作用。以A相为例，假设没有钳位电容C_xa的存在，当开关管Q_a1关断时，由于线路中咱三电感的存在，在Q_a1的两端就会产生感应电动势。但由于钳位二极管VD₁存在，使得开关管Q_a1两端的电压最终被钳位在电容C_d1的电压上，过电压不会维持；对于开关管Q_a4，钳位的原理和开关管Q_a1相同。但对于开关管Q_a2和Q_a3来说，情况有所不同，二极管D_a2和D_a3无法为其提供钳位通路(如果过电压超过直流电源电压E，则可以通过分压电容C_d1和C_d2放电，但这已超过开关管Q_a2和Q_a3的正常耐压水平了)，过电压就无法消除。

加入钳位电容C_xa后，由于C_xa分别和反馈二极管D_a2或D_a3构成了钳位电路，使得开关管Q_a2或Q_a3关断时产生的过电压被钳位(C_xa的电压和C_d1C_d2相同)。

由上述分析可知，在系统正常运行状态下，混合钳位式多电平变流器存在以下几个特点：

(1)当A相处于开关状态OA时，B、C两相中只要存在开关状态N或者OB即可实现C_xa的放电。

(2)当A相处于开关状态OB时，B、C两相中只要存在开关状态P或者OA即可实现C_xa的放电。

(3)当A相处于状态P或者N时，只有在直流母线电压出现大幅突降时才有可能实现C_xa的放电。

满足上面三个条件的控制方法可以使得C_xa得以快速的充放电，从而可以保持中点电位和钳位电容电压的平衡。

结合对A相的分析，针对本发明提出的混合钳位式多电平变流器，可以得出三条比较通用的结论如下：

(1)当其中一相处于开关状态OA时，另外两相中只要存在开关状态N或者OB即可实现该相钳位电容的放电。

(2)当其中一相处于开关状态OB时，另外两相中只要存在开关状态P或者OA即可实现该相钳位电容的放电。

(3)当其中一相处于状态P或者N时，只有在直流母线电压出现大幅突降时才有可能实现该相钳位电容的放电。

由上述三条结论可知，在设计调制方法时，只要使尽可能多的开关状态满足这三条规律就可保证钳位电容顺利地充放电，从而可靠保证中点电位的平衡。

图9为采用SPWM方式的多电平变流器调制模块，首先将调制波u_ra与两个相位相差180°的三角载波CA₁，CA₂比较：若u_ra>CA₁，则输出逻辑1；若u_ra≤CA₁，则输出逻辑0。u_ra与CA₂的比较同理。

如果两个逻辑输出相加为2，则输出开关矢量(Q_a1，Q_a3，Q_a2，Q_a4)＝(1，1，0，0)，对应矢量P；

如果两个逻辑输出相加为0，则输出开关矢量(Q_a1，Q_a3，Q_a2，Q_a4)＝1(0，0，1，)，对应矢量N；

如果两个逻辑输出相加为1，那么在判断调制波u_ra是否大于0：u_ra>0时，输出开关矢量(Q_a1，Q_a3，Q_a2，Q_a4)＝(1，0，1，0)，对应矢量OB；u_ra≤0时，输出开关矢量(Q_a1，Q_a3，Q_a2，Q_a4)＝(0，1，0，1)，对应矢量OA。

如图10所示为SPWM调制方式下，混合钳位式多电平变流器A相桥臂中点输出电压波形，桥臂输出+325V、0V和-325V三个电平电压。图11为A、B相之间的线电压U_ab，可以看出，线电压输出具有±650V、±325V和0V五个电平电压。图12显示了直流母线电容C_d1和C_d2的电压，从图中可以看出，稳定运行时，C_d1、C_d2的电压始终保持在325V，上下波动不超过1V，为直流母线电压的一半。

上述分析结果表明，本发明实施例提出的混合钳位式多电平变流器拓扑结构，通过增加功率开关的开关模式数量，减小了飞跨电容电压均衡控制的难度，提高了控制灵活性。本发明提出的拓扑结构在光伏发电系统、微电网、风力发电、燃料电池并网发电系统、主动配电网等场合均有广阔的应用前景。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其他各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。