一种适用于直流固态功率控制器的SiC MOSFET渐变电平驱动电路及方法

摘要

一种适用于直流固态功率控制器的SiC MOSFET渐变电平驱动电路及方法，驱动电路输出的驱动信号通过反向电路后，输出第一运算放大器输出信号；第一运算放大器输出信号通过梯形波产生电路，对第一运算放大器输出信号积分，输出第二运算放大器输出信号；同相比例运算电路对驱动信号进行同相比例放大，输出第六连接信号；第二运算放大器输出信号和第六连接信号通过渐变电平电路进行加法计算，输出渐变电平电路输出信号，该信号为渐变电平驱动信号。本发明与现有技术相比，有效抑制直流SSPC感性负载关断时引起的电压尖峰，提高直流SSPC的负载兼容性，并克服已有方法结构复杂、工程实现复杂等不足。

说明书

技术领域

本发明涉及电子技术与电工技术领域，具体涉及一种适用于直流固态功率控制器的SiC MOSFET渐变电平驱动电路及方法。

背景技术

固态功率控制器(Solid State Power Controller，SSPC)可代替传统的电磁式断路器，通过控制功率开关管实现对负载的通断控制和过流保护等功能，可应用于车、船或航空航天等领域。数字式固态功率控制器通过FPGA或DSP等微控制器，与上位机通讯可以实现对固态功率控制器的远程遥控控制，提高固态功率控制器的智能工作能力。

直流固态功率控制器应用于直流配电系统，通过控制半导体开关管，控制负载的切入与切除，并提供过流保护和短路保护等功能。开关管采用宽禁带半导体器件SiCMOSFET。碳化硅半导体器件与硅器件相比，具有更低的导通电阻、具有更高的击穿电压、具有更低的结-壳热阻、极限工作温度可达到600℃以上等优点。利用SiC MOSFET通态电阻低这一优势，可以减小固态功率控制器的功率消耗；另外，由于SiC MOSFET可以工作在更高的结温下，可减轻散热负担，降低SSPC的体积和重量，提高变换器效率和功率密度，使之获得更好的性能。

由于SiC MOSFET的开关速度较快，为了提高直流SSPC的负载兼容性，接入感性负载时需要采取保护措施，防止快速关断引起的电压尖峰击穿功率开关管。开关速度的快慢可以通过驱动电路来调节，通过驱动电路延长关断时间，减慢关断速度实现“慢关断”，降低关断时开关管两端的电压应力。实现“慢关断”常用的驱动电路有RC网络驱动电路、闭环驱动技术和反馈电容驱动电路。

如图1所示的RC网络驱动电路结构较简单，但开关速度不可控，且器件参数温漂较大。图1中：R和C为电阻和电容，用于调节慢关断速度；

如图2为闭环驱动电路；所示的闭环驱动技术开关速度可控，但是需采用高带宽高速运算放大器，实现较复杂。

如图3C为栅极与漏极之间的反馈电容，通过调节容值来调节慢关断速度；所示的反馈电容驱动电路，通过调整电流源和容值的大小，调节功率管的关断速度。但是需要根据所加感性负载的大小，调节容值，工程可操作性较差，实现较繁琐。

因此，需要寻求一种结构简单，实现方便，并能有效抑制关断电压过冲、提高直流固态功率控制器负载兼容性的SiC MOSFET驱动电路。

发明内容

发明目的：为了克服现有技术的不足，本发明提供一种适用于直流固态功率控制器的SiC MOSFET渐变电平驱动电路及方法，通过有效抑制直流SSPC感性负载关断时引起的电压尖峰，提高直流SSPC的负载兼容性，解决了现有技术的问题。

技术方案：一种适用于直流固态功率控制器的SiC MOSFET渐变电平驱动电路，其特征在于，包括驱动电路、功率电路、控制电路和通信电路；

所述驱动电路包括反相电路、梯形波产生电路、同相比例运算电路和渐变电平电路；

反相电路包括第一运算放大器、第三电阻和第四电阻；

PWM的驱动信号作为反相电路的输入信号，接入第一运算放大器的反相输入端；第三电阻的一端连接接辅助电源，第四电阻的一端接地；第三电阻的另一端和第四电阻的另一端分别接入反向电路的正相输入端；第一运算放大器的输出端的输出信号作为反相电路输出，输出信号为第一运算放大器输出信号；

梯形波产生电路包括第二运算放大器、第五电阻、第六电阻、第一电容、第一稳压管和第二稳压管；

第一运算放大器输出信号作为梯形波产生电路的输入信号，通过第五电阻接入第二运算放大器的反相输入端；第二运算放大器的正相输入端通过第六电阻接地；第一电容的一端和第一稳压管的正极均接入第二运算放大器的反相输入端；第一电容的另一端和第二稳压管的正极均与第二运算放大器的输出端相连；第一稳压管的负极和第二稳压管的负极相连；第二运算放大器的输出端输出信号作为梯形波产生电路的输出，输出信号为第二运算放大器输出信号；

同相比例运算电路包括第四运算放大器、第一电阻、第二电阻、第七电阻和第十二电阻；

渐变电平电路包括第三运算放大器、第八电阻、第九电阻、第十电阻、第十一电阻和十三电阻；

PWM的驱动信号通过第一电阻后，接入第二电阻的一端，第二电阻的另一端接地；第一电阻和第二电阻连接点的第五连接信号接入第四运算放大器正相输入端；第四运算放大器的反相输入端通过第十二电阻接地；第四运算放大器的反相输入端通过第七电阻接入第四运算放大器的输出端，第七电阻与第四运算放大器的输出端连接点处的第六连接信号作为同相比例运算电路的输出信号；

第二运算放大器输出信号通过第九电阻接入第三运算放大器正相输入端；第六连接信号通过第八电阻，接入第三运算放大器正相输入端；第三运算放大器正相输入端通过第十三电阻接地；第三运算放大器反相输入端通过第十电阻接地；第十一电阻一端接第三运算放大器反相输入端，另一端接第三运算放大器的输出端；第三运算放大器输出端输出信号为渐变电平电路输出信号；

一种适用于直流固态功率控制器的SiC MOSFET渐变电平驱动方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

驱动信号为驱动电路输出的驱动信号，驱动信号通过反电路后，输出第一运算放大器输出信号；第一运算放大器输出信号通过梯形波产生电路，对第一运算放大器输出信号积分，输出第二运算放大器输出信号；同相比例运算电路对驱动信号进行同相比例放大，输出第六连接信号；第二运算放大器输出信号和第六连接信号通过渐变电平电路进行加法计算，输出渐变电平电路输出信号，该信号为渐变电平驱动信号。

有益效果：本发明与常用的开关管慢关断驱动电路相比，在传统的从高电平到低电平的关断驱动信号之间，设置两个中间电平，在这两个中间电平之间设置一个斜坡，形成斜坡式的渐变电平驱动信号。有效抑制直流SSPC感性负载关断时引起的电压尖峰，提高直流SSPC的负载兼容性，并克服已有方法结构复杂、工程实现复杂等不足。具体具有以下优点：(1)与RC网络驱动电路相比，可实现关断速度可控制；(2)与闭环驱动电路相比，实现结构简单；(3)与反馈电容驱动电路相比，简化了负载情况变化的调节过程，避免了复杂的操作过程。

另外，在发生短路故障时，由于检测到的开关管漏源极电压迅速上升，驱动电路关断，此时，由于栅源极电压采用渐变电平驱动逐渐降低，短路电流随着MOSFET的跨导降低而减小，进一步提高了直流固态功率控制器的短路承受能力。

附图说明

图1是本发明的背景技术中RC网络驱动电路。

图2是本发明的背景技术中闭环驱动电路。

图3是本发明的背景技术中反馈电容驱动电路。

图4是本发明基于SiC MOSFET的直流固态功率控制器结构框图。

图5是本发明中SiC MOSFET的渐变电平驱动波形图。

图6是SiC MOSFET的渐变电平驱动电路原理图。

图7是SiC MOSFET的渐变电平驱动电路中各点的原理波形图。

图8是本发明中SiC MOSFET的渐变电平驱动下的漏源极电压和漏极电流波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做更进一步的解释。

如图4所示，一种适用于直流固态功率控制器的SiC MOSFET(碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管)渐变电平驱动电路，其特征在于，包括驱动电路、功率电路、控制电路和通信电路；功率开关MOSFET及其渐变电平驱动控制电路实现对主功率电路的开通和关断控制。若发生短路故障或过流故障，满足故障关断条件时，驱动电路发出渐变电平信号关断功率管，实现短路保护；否则根据反时限曲线实现对电路的延时保护。依据SSPC的状态和来自电流检测部件的信息，向上位机提供负载状态、开关状态和跳闸信号。同时从上位机接收控制指令，根据接收的指令激励开关部件闭合或断开。具体的，驱动电路发出渐变电平信号，渐变电平信号从高电平降低到渐变电平起点U_{g_a}，以T_turnoff所设定的斜坡速度降低至渐变电平终点U_{g_b}，之后再降低为低电平信号U_{g_off}，将功率管完全关断。

如图5所示，U_{g_a}与U_{g_b}为渐变电平的斜坡起点和终点值，T_turnoff为渐变电平的斜坡时间长度，通过改变U_{g_a}、U_{g_b}和T_turnoff改变慢关断速度。

如图6所示，所述驱动电路包括反向电路、梯形波产生电路、相同比例运算电路和渐变电平电路；

反相电路包括第一运算放大器A1、第三电阻R3和第四电阻R4；

PWM的驱动信号Ui作为反相电路的输入信号，该驱动信号为输入电压，是传统图腾柱式驱动电路输出的驱动信号；该驱动信号Ui接入第一运算放大器A1的反相输入端；第三电阻R3的一端连接辅助电源VCC，第四电阻R4的一端接地；第三电阻R3的另一端和第四电阻R4的另一端分别接入反相电路的正相输入端；第一运算放大器A1的输出端的输出信号作为反相电路输出，输出信号为第一运算放大器输出信号U3；

梯形波产生电路包括第二运算放大器A2、第五电阻R5、第六电阻R6、第一电容C1、第一稳压管D1和第二稳压管D2；

第一运算放大器输出信号U3作为梯形波产生电路的输入信号，通过第五电阻R5接入第二运算放大器A2的反向输入端；第二运算放大器A2的正向输入端通过第六电阻R6接地；第一电容C1的一端和第一稳压管D1的正极均接入第二运算放大器A2的反相输入端；第一电容C1的另一端和第二稳压管D2的正极均与第二运算放大器A2的输出端相连；第一稳压管D1的负极和第二稳压管D2的负极相连；第二运算放大器A2的输出端输出信号作为梯形波产生电路的输出，输出信号为第二运算放大器输出信号U4；

同相比例运算电路包括第四运算放大器A4、第一电阻R1、第二电阻R2、第七电阻R7和第十二电阻R12；

渐变电平电路包括第三运算放大器A3、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11和十三电阻R13；

PWM的驱动信号Ui通过第一电阻R1后，接入第二电阻R2的一端，第二电阻的另一端接地；第一电阻R1和第二电阻R2连接点的第五连接信号U5接入第四运算放大器A4正相输入端；第四运算放大器A4的反向输入端通过第十二电阻R12接地；第四运算放大器A4的反相输入端通过第七电阻R7接入第四运算放大器A4的输出端，第七电阻R7与第四运算放大器A4的输出端连接点处的第六连接信号U6作为同相比例运算电路的输出信号；

第二运算放大器输出信号U4通过第九电阻R9接入第三运算放大器A3正向输入端；第六连接信号U6通过第八电阻R8，接入第三运算放大器A3正相输入端；第三运算放大器A3正相输入端通过第十三电阻R13接地；第三运算放大器A3反相输入端通过第十电阻R10接地；第十一电阻R11一端接第三运算放大器A3反相输入端，另一端接第三运算放大器A3的输出端；第三运算放大器A3输出端输出信号为渐变电平电路输出信号U0；

一种适用于直流固态功率控制器的SiC MOSFET渐变电平驱动方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

驱动信号Ui为驱动电路输出的驱动信号，驱动信号Ui通过反相电路后，输出第一运算放大器输出信号U3；第一运算放大器输出信号U3通过梯形波产生电路，对第一运算放大器输出信号U3积分，输出第二运算放大器输出信号U4；同相比例运算电路对驱动信号Ui进行同相比例放大，输出第六连接信号U6；第二运算放大器输出信号U4和第六连接信号U6通过渐变电平电路进行加法计算，输出渐变电平电路输出信号U0，该信号为渐变电平驱动信号。

具体，在反向电路中，关系满足下式：

U₃＝A_u1(U₂-U₁)

$U_2=VCC·\frac{R_4}{R_3+R_4}$

式中：A_u1为：第一运算放大器的电压放大倍数。

在梯形波产生电路中，关系满足下式：

$U_4=-\frac{1}{R_5{C}_1}\underset{0}{\overset{t}{\int }}{U}_{3}dt-U_C\left(0\right)$

t_a～t_off阶段，

t_off～t_c阶段，

式中：

t_a为：图7中一个开关周期的起始时刻。t_off为：图7中一个开关周期的波形U3的翻转时刻。t_c为：图7中一个开关周期的结束时刻。

对U3积分后，输出波形如图7所示。

同相比例运算电路中，关系满足：

$U_6=U_5·\frac{R_{12}+R_7}{R_{12}}=U_i·\frac{R_2}{R_1+R_2}\frac{R_{12}+R_7}{R_{12}}$

渐变电平电路中，关系满足：

$U_O=(1+\frac{R_{11}}{R_{10}})·(U_4·\frac{R_{+}}{R_9}+U_6·\frac{R_{+}}{R_8})$

其中，R₊＝R₃//R₈//R₁₃。

公式中，字母Ux表示相应电压标号的电压值，字母Rx表示相应电阻标号的电阻值。

图8中由上到下分别为：渐变电平驱动信号波形、漏源极电压波形和漏极电流波形。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。