一种车用双向准Z源逆变器电机驱动系统

摘要

本发明涉及一种车用双向准Z源逆变器电机驱动系统，包括调速控制模块、传感器单元，以及依次连接的电源模块、双向准Z源前级无源网络、三相桥式逆变器和电机，双向准Z源前级无源网络和三相桥式逆变器构成双向准Z源逆变器，调速控制模块分别连接传感器单元和双向准Z源逆变器，双向准Z源前级无源网络包括电感L1、L2、电容C1、C2、IGBT开关管S7和二极管D7。与现有技术相比，本发明构建双向准Z源逆变器系统作为单级逆变器结构，取代传统电驱动领域两级变换DCDC和DCAC变换，避免电池组电压波动，维持直流母线电压稳定可调，由于不存在传统逆变器死区时间的问题，可以降低输出电压的畸变，降低转矩脉动和电磁噪声。

说明书

技术领域

本发明涉及车用电机驱动系统领域，尤其是涉及一种车用双向准Z源逆变器电机驱动系统。

背景技术

在传统的电机驱动系统中，逆变器是电压型逆变器，存在如下不足：

1.电压型逆变器母线电压为电池的输出电压，受到电池电压的限制，汽车在爬坡和加速过程中，在电量不足的情况下，会出现电压跌落，导致电机输出动力不足，为了改善蓄电池输出的软特性，在燃料电池汽车和电动商用车中通常在电池的输出端增加一级非隔离BOOST电路，BOOST电路将电压升高后，供给三相桥式逆变器驱动电机，带前级DC/DC逆变器是两级电路，系统整体经过两级变换后传输效率较低。

2.传统电压型逆变器上下桥臂不能同时导通，需要增加死区时间，然而，死区时间的存在会输出电压和电流出现畸变，加大系统的转矩脉动，增加了系统的电磁噪声，影响电驱系统的舒适性和可靠性。

Z源逆变器是一种新型单级电路拓扑，其基本原理是无需增加额外的开关器件替代传统的两级结构，仅通过引入直通状态来实现母线电压的提升，然而传统的Z源逆变器仍然存在如下问题亟待解决，例如电容电压应力较大，启动时冲击电流较大，电流断续问题等。

中国专利CN104578881A公开了一种新型Z源并网变流器，包括电池储能单元、Z源网络、全控型功率器件、三相逆变桥和LC滤波电路，其中电池储能单元正极连接Z源网络的输入端，Z源网络输出端连接三相逆变桥的正端，三相逆变桥负端连接电池储能单元负极，Z源网络串联在电池储能单元和三相逆变桥之间，其另外两个端口连接一个全控型功率器件，三相逆变桥输出通过LC滤波电路接入电网。该专利逆变器的电路结构应用于光伏并联电网领域，在轻载或Z源电感较小时，会出现非正常工作状态，不能够克服电流断续造成的影响，且在控制方式上采用的是开环控制，应用于汽车电驱动技术领域并不能达到转速高速控制的目的。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种车用双向准Z源逆变器电机驱动系统，通过构建双向准Z源逆变器系统作为单级逆变器结构，取代传统电驱动领域两级变换DCDC和DCAC变换，可以避免电池组电压波动，同时维持直流母线电压稳定可调，由于不存在传统逆变器死区时间的问题，可以减小输出的电压畸变问题，降低转矩脉动和电磁噪声。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种车用双向准Z源逆变器电机驱动系统，包括调速控制模块、传感器单元，以及依次连接的电源模块、双向准Z源前级无源网络、三相桥式逆变器和电机，所述双向准Z源前级无源网络和三相桥式逆变器构成双向准Z源逆变器，所述调速控制模块分别连接传感器单元和双向准Z源逆变器，所述双向准Z源前级无源网络包括电感L₁、L₂、电容C₁、C₂、IGBT开关管S₇和二极管D₇，所述电感L₁的一端连接电源模块的正极，另一端分别连接电容C₁的一端、IGBT开关管S₇的发射极和二极管D₇的正极，所述IGBT开关管S₇的集电极分别连接二极管D₇的负极、电容C₂的一端和电感L₂的一端，所述电容C₂的另一端分别连接电源模块的负极和三相桥式逆变器的正极输入端，所述电感L₂的另一端分别连接电容C₁的另一端和三相桥式逆变器的负极输入端；所述传感器单元包括用于采集电容C₂两端电压的电压传感器、用于采集A相电机电流的第一电流传感器、用于采集B相电机电流的第二电流传感器以及用于采集电机转子旋转角度的位置传感器；

所述调速控制模块将设定的电容电压参考值与电容C₂两端电压V_C2的差值进行PI控制后获得直通占空比D，并根据A相电机电流i_a、B相电机电流i_b、电机转子旋转角度θ、给定的电机电磁转矩T_e^*和直通占空比D，采用插入直通占空比的SVPWM(Space>7通断的PWM控制信号。

所述调速控制模块包括：

电压分量发生单元，用于输出d轴电压分量u_d和d轴电压分量u_q，分别连接第一电流传感器、第二电流传感器和位置传感器，对A相电机电流i_a、B相电机电流i_b进行基于电机转子旋转角度θ的坐标变换后得到d轴电流分量i_d和q轴电流分量i_q，并对给定的电机电磁转矩T_e^*进行MTPA(最优转矩控制)控制后输出d轴电流参考值i_d^*和d轴电流参考值i_q^*，再对差值i_d^*-i_d进行PI控制后输出d轴电压分量u_d，对差值i_q^*-i_q进行PI控制后输出d轴电压分量u_q；

直通占空比发生单元，用于输出直通占空比D，分别连接电压传感器和电压分量发生单元，根据电容C₂两端电压V_C2、d轴电压分量u_d和d轴电压分量u_q给定电容电压参考值再对差值进行PI控制后输出直通占空比D；

SVPWM调制器，用于输出控制三相桥式逆变器三相桥臂通断的六路PWM控制信号，分别连接电压分量发生单元、直通占空比发生单元和三相桥式逆变器，根据d轴电压分量u_d、q轴电压分量u_q和直通占空比D，采用插入直通占空比的SVPWM算法得到控制三相桥式逆变器三相桥臂通断的六路PWM控制信号；

开关控制PWM发生器，用于输出控制IGBT开关管S₇通断的PWM控制信号，分别连接SVPWM调制器和IGBT开关管S₇的栅极，根据六路PWM控制信号输出控制IGBT开关管S₇通断的PWM控制信号。

所述直通占空比发生单元根据电容C₂两端电压V_C2、d轴电压分量u_d和d轴电压分量u_q给定电容电压参考值的过程具体为：

获取饱和度m，满足以下公式：

$m=\frac{\sqrt{u_d^2+u_q^2}}{(2V_{C2}-V_{in})/\sqrt{3}}$

式中，V_in为电源模块两端电压；

判断饱和度m是否小于饱和参考值m^*，若是，令若否，令

所述饱和参考值m^*的取值范围为0.75～0.9。

所述直通占空比发生单元通过限幅器连接SVPWM调制器，所述限幅器使得直通占空比D的取值范围为0～0.5。

所述插入直通占空比的SVPWM算法是指：

七段式SVPWM算法中，每个扇区的采样周期内顺序分成零电压矢量作用、有效电压矢量U_x+60作用、有效电压矢量U_x作用、零电压矢量作用、有效电压矢量U_x作用、有效电压矢量U_x+60作用、零电压矢量作用，对应的作用时间顺序为：T₀/4、T_x+60/2、T_x/2、T₀/2、T_x/2、T_x+60/2、T₀/4，其中，T₀为零电压矢量作用的总时间，T_x为有效电压矢量U_x作用的总时间，T_x+60为有效电压矢量U_x+60作用的总时间，有效电压矢量U_x和有效电压矢量U_x+60为相邻的有效电压矢量，T_x+T_x+60+T₀＝T_s，T_s为设定的采样周期；

根据直通占空比D获取直通矢量时间t₀，t₀＝D·T_s；

在每个扇区中电压矢量切换时插入六等分后的直通矢量时间，且缩短零电压矢量作用的总时间，保持采样周期T_s不变，则每个扇区的采样周期在插入直通矢量时间后顺序分成零电压矢量作用、直通、有效电压矢量U_x+60作用、直通、有效电压矢量U_x作用、直通、零电压矢量作用、直通、有效电压矢量U_x作用、直通、有效电压矢量U_x+60作用、直通、零电压矢量作用，对应的作用时间对应顺序为：T₀/4-t₀/6、t₀/6、T_x+60/2、t₀/6、T_x/2、t₀/6、T₀/2-2t₀/3、t₀/6、T_x/2、t₀/6、T_x+60/2、t₀/6、T₀/4-t₀/6。

所述开关控制PWM发生器为逻辑运算器，所述逻辑运算器使得控制IGBT开关管S₇通断的PWM控制信号PWM₇满足以下公式：

式中，PWM₁、PWM₃、PWM₅对应为三相桥臂的上桥臂的PWM控制信号，PWM₄、PWM₆、PWM₂对应为三相桥臂的下桥臂的PWM控制信号。

所述电感L₁、L₂具有相同的电感值，所述电容C₁、C₂具有相同的电容值。

所述电机为永磁同步电机。

所述调速控制模块为DSP处理器或FPGA处理器。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

1)通过构建双向准Z源逆变器系统作为单级逆变器结构，取代传统电驱动领域两级变换DCDC和DCAC变换，双向准Z源逆变器是由三相桥式逆变器、电感、电容组成，通过设置直通占空比，可以实现直流侧电压的具备升压能力，在此基础上，设计与直通状态互补的功率开关S₇可以实现能量的双向流动，适用于电动汽车、燃料电池汽车或者混合动力汽车领域的电机高速控制。

2)在永磁同步电机矢量控制基础上，能够通过引入双向准Z源逆变器实现调节母线电压的作用，实现升压调速控制，通过双向准Z源逆变器单级结构取代传统电机驱动系统的两级结构可以降低电机驱动系统的成本，此结构系统可以避免电池组电压波动，同时维持直流母线电压稳定可调，由于不存在传统逆变器死区时间的问题，可以减小输出的电压畸变问题，降低转矩脉动和电磁噪声，省去传统电机控制中的弱磁升速问题，进而解决现有电驱动控制采用传统电压型逆变器导致的母线电压受限和死区时间导致转矩脉动大、电磁噪声大的问题。

3)双向准Z源前级无源网络的通断配合三相桥式逆变器的通断，三相桥式逆变器的桥臂可以直通，相比传统电压型逆变器可以避免由于器件直通导致的器件烧毁，增加了功率半导体器件的可靠性，当三相桥式逆变器直通时，开关管S₇断开，可实现能量回馈。

4)双向准Z源前级无源网络存在前级电感L₁，该电感可以使得电流连续，可以避免电池组电压波动，同时维持直流母线电压稳定可调，即使轻载或Z源电感较小时，也可以正常工作，克服现有Z源逆变器电流断续的缺陷。

5)通过闭环控制将电机的母线电压利用率与直通占空比结合，通过转速的升高判断电机是否需要升压，并通过电机侧的电压控制得到设定的电容电压，设定的电容电压与采集值进行PI反馈调节得到直通占空比，直通占比控制直流侧等效电压，系统经过闭环控制更容易稳定，同时抗扰性大大提升。

6)设置饱和度，用以表征升压与调制的约束关系，由逆变器输出的电机侧的电压与输入逆变器的电压之间的关系决定是否插入直通占空比，在升压升速方式中，采用六段平均直通占空比插入的SVPWM调制方法控制电机的输入电压，以母线电压提升策略实现转速高速控制的目的，为高速电机的控制提供解决方法。

7)调速控制模块通过对S₇的控制实现电流双向流动，通过对三相桥式逆变器的控制实现电机的矢量调速方法，在对三相桥式逆变器的控制时插入直通占空比可以实现对双向准Z源逆变器的宽范围调压，由于双向准Z源逆变器可以允许上下桥臂直通，避免了传统电压型逆变器带来的死区效应，提高了逆变器的安全性和可靠性，在一定程度上抑制了电机的转矩脉动和降低了电机的电磁噪音，同时取消了开关信号中的死区时间，简化了器件保护。

附图说明

图1为车用双向准Z源逆变器电机驱动系统的结构框图；

图2为双向准Z源逆变器的电路结构示意图；

图3为有效电压矢量作用下的双向准Z源逆变器工作状态示意图；

图4为逆变器直通状态下的双向准Z源逆变器工作状态示意图；

图5为调速控制模块的内部结构示意图；

图6为开关控制PWM发生器的内部结构示意图；

图7为逆变器在回馈制动条件下的工作状态示意图；

图8为SVPWM算法中的空间矢量图；

图9为直通占空比的插入方式示意图；

图10为车用双向准Z源逆变器电机驱动系统的主程序框图；

图11为车用双向准Z源逆变器电机驱动系统的中断程序框图。

图中，1、电源模块，2、双向准Z源前级无源网络，3、三相桥式逆变器，4、调速控制模块，5、电压传感器，6、第一电流传感器，7、第二电流传感器，8、位置传感器，9、电压分量发生单元，10、直通占空比发生单元，11、SVPWM调制器，12、开关控制PWM发生器，13、限幅器，14、解角器，15、第一AD转换器，16、第二AD转换器，17、电机，901、MTPA控制器，902、电流PI调节器，101、电压参考值输出器，102、电容电压PI调节器。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

如图1和图2所示，一种车用双向准Z源逆变器电机驱动系统，包括调速控制模块4、传感器单元，以及依次连接的电源模块1、双向准Z源前级无源网络2、三相桥式逆变器3和电机17，双向准Z源前级无源网络2和三相桥式逆变器3构成双向准Z源逆变器，实现升压以及变频调速作用，调速控制模块4分别连接传感器单元和双向准Z源逆变器，其中：

电源模块1采用直流的电池组，电机17可以是永磁同步电机、异步电机、直流无刷电机等，本例采用永磁同步电机进行说明，永磁同步电机(PMSM)作为电动汽车的动力源；

三相桥式逆变器3由三相桥臂并联而成，向电机17的ABC三相提供输出电压，每相桥臂由两个IGBT开关管串联而成，每个IGBT开关管均带有反并联二极管，其中，IGBT开关管S₁与S₄、S₃与S₆、S₅与S₂两两串联构成一相桥臂，IGBT开关管S₁、S₃、S₅为上桥臂，并分别对应反并联二极管D₁、D₃、D₄，IGBT开关管S₄、S₆、S₂为下桥臂，并分别对应反并联二极管D₄、D₆、D₂，该逆变器可以是智能功率模块，智能功率模块的高电压端和接地端分别作为逆变器的正输入端和负输入端；

双向准Z源前级无源网络2包括电感L₁、L₂、电容C₁、C₂、IGBT开关管S₇和二极管D₇，电感L₁的一端连接电源模块1的正极，另一端分别连接电容C₁的一端、IGBT开关管S₇的发射极和二极管D₇的正极，IGBT开关管S₇的集电极分别连接二极管D₇的负极、电容C₂的一端和电感L₂的一端，电容C₂的另一端分别连接电源模块1的负极和三相桥式逆变器3的正极输入端，对应图2中P节点，电感L₂的另一端分别连接电容C₁的另一端和三相桥式逆变器3的负极输入端，对应图2中N节点，P、N即为三相桥式逆变器3直流侧母线的正极和负极，其中，电感L₁、L₂具有相同的电感值，电容C₁、C₂具有相同的电容值；

传感器单元包括用于采集电容C₂两端电压的电压传感器5、用于采集A相电机电流的第一电流传感器6、用于采集B相电机电流的第二电流传感器7以及用于采集电机转子旋转角度的位置传感器8，本实施例中，第一电流传感器6和第二电流传感器7可以为霍尔电流传感器，电压传感器5可以为霍尔电压传感器5，位置传感器8采集电机17的位置信号，由调速控制模块4的解码端进行角度解码获得电机转子旋转角度。

调速控制模块4采用DSP处理器或者FPGA处理器等单片机芯片和外围调理电路，将设定的电容电压参考值与电容C₂两端电压V_C2的差值进行PI控制后获得直通占空比D，并根据A相电机电流i_a、B相电机电流i_b、电机转子旋转角度θ、给定的电机电磁转矩T_e^*和直通占空比D，采用插入直通占空比的SVPWM算法得到控制三相桥式逆变器3三相桥臂通断的六路PWM控制信号，对S₁—S₆的控制实现电机17的矢量调速方法，在对S₁—S₆的控制时插入直通占空比可以实现对双向准Z源逆变器的宽范围调压，同时根据六路PWM控制信号获得控制IGBT开关管S₇通断的PWM控制信号，通过对S₇的控制实现电流双向流动。

双向准Z源逆变器是一种很有发展潜力的拓扑，这类改进拓扑的突出特点是，能在升压比一定的情况下降低开关器件的电压应力，同时可以通过简单的开关控制使得电流双向流动。双向准Z源逆变器的升压原理分析如下：

图3所示为三相桥式逆变器3工作于有效电压矢量状态下的等效电路图，有效工作状态是指电机17的零电压矢量工作状态和合成电压矢量工作状态。电容C₁、C₂的电压值分别记为V_C1和V_C2，电感L₁、L₂的电压值记为V_L1和V_L2，电源模块1输出的电压记为V_in，输入三相全桥逆变器的电压记为V_PN，根据基尔霍夫定律存在下列关系：

$\left(\begin{array}{c}{V}_{L1}=V_{in}-V_{C2}\\ V_{L2}=-V_{C1}\\ V_{PN}=V_{C1}+V_{C2}\end{array}\right)---\left(1\right)$

图4所示为三相桥式逆变器3工作于上下桥臂直通状态的等效电路图，直通状态是双向准Z源逆变器升压的基础，是此类逆变器优于电压型逆变器的明显特点，根据基尔霍夫定律存在下列关系：

$\left(\begin{array}{c}{V}_{L1}=V_{in}+V_{C1}\\ V_{C2}=V_{L2}\\ V_{PN}=0\end{array}\right)---\left(2\right)$

稳态条件下，假设控制周期(即采集周期)为T_s，直通占空比为D，直通时间为t₀＝D·T_s，有效电压矢量和零电压矢量作用总时间为(1-D)·T_s，根据电感上伏秒平衡原理，由式(1)和式(2)可以得到：

$\left(\begin{array}{c}(1-D)·(V_{in}-V_{C2})+D·(V_{in}+V_{C1})=0\\ (1-D)·(-V_{C1})+D·V_{C2}=0\end{array}\right)---\left(3\right)$

将式(3)简化可以得到式(4)：

$\left(\begin{array}{c}{V}_{C1}=\frac{D}{1-2D}{V}_{in}\\ V_{C2}=\frac{1-D}{1-2D}{V}_{in}\\ V_{PN}=V_{C1}+V_{C2}=\frac{1}{1-2D}{V}_{in}\end{array}\right)---\left(4\right)$

从推导的公式(4)可以得出，双向准Z源逆变式电机驱动系统通过控制直通占空比D来实现电压的任意升降，突破了传统电压型逆变器的电压限制，由于直通占空比的加入，逆变器不存在死区时间，使得输出的电流电压畸变率减小，转矩脉动减小，电机驱动系统的电磁噪声减小。

基于以上升压原理分析，如图5所示，调速控制模块4包括电压分量发生单元9、直通占空比发生单元10、SVPWM调制器11和开关控制PWM发生器12，电压分量发生单元9分别连接第一电流传感器6、第二电流传感器7和位置传感器8，直通占空比发生单元10分别连接电压传感器5和电压分量发生单元9，SVPWM调制器11分别连接电压分量发生单元9、直通占空比发生单元10和三相桥式逆变器3中IGBT开关管S₁–S₆的栅极，开关控制PWM发生器12分别连接SVPWM调制器11和IGBT开关管S₇的栅极，下面具体对每个部分进行说明：

电压分量发生单元9，用于输出d轴电压分量u_d和d轴电压分量u_q，包括第一AD转换器15、解角器14、MTPA控制器901和电流PI调节器902，第一AD转换器15对第一电流传感器6、第二电流传感器7采集的电流信号进行模数转换，获得A相电机电流i_a、B相电机电流i_b，再对A相电机电流i_a、B相电机电流i_b进行基于电机转子旋转角度θ的PARK变换和CLARK变换后得到d轴电流分量i_d和q轴电流分量i_q，MTPA控制器901对给定的电机电磁转矩T_e^*进行MTPA控制后输出d轴电流参考值i_d^*和d轴电流参考值i_q^*，再通过电流PI调节器902对差值i_d^*-i_d进行PI控制后输出d轴电压分量u_d，通过电流PI调节器902对差值i_q^*-i_q进行PI控制后输出d轴电压分量u_q；

直通占空比发生单元10，用于输出直通占空比D，包括第二AD转换器16、电压参考值输出器101、电容电压PI调节器102，第二AD转换器16对电压传感器5采集的电压信号进行模数转换后获得电容C₂两端电压V_C2，电压参考值输出器101接收电流PI调节器902输出的dq轴电压分量u_d、u_q，并根据电容C₂两端电压V_C2、d轴电压分量u_d和d轴电压分量u_q给定电容电压参考值再利用电容电压PI调节器102对差值进行PI控制后输出直通占空比D；

SVPWM调制器11，用于输出控制三相桥式逆变器3三相桥臂通断的六路PWM控制信号，根据d轴电压分量u_d、q轴电压分量u_q和直通占空比D，采用插入直通占空比的SVPWM算法，由d轴电压分量u_d、q轴电压分量u_q坐标变换后得到参考电压矢量U_r，判断参考电压矢量U_r所在扇区，根据相邻有效电压矢量U_x和U_x+60合成参考电压矢量U_r的原理，计算各电压矢量的作用时间，合成输出控制三相桥式逆变器3三相桥臂通断的六路PWM控制信号；

开关控制PWM发生器12，用于输出控制IGBT开关管S₇通断的PWM控制信号，根据六路PWM控制信号输出控制IGBT开关管S₇通断的PWM控制信号。

其中，直通占空比发生单元10中电压参考值输出器101根据电容C₂两端电压V_C2、d轴电压分量u_d和d轴电压分量u_q给定电容电压参考值的过程具体为：

获取饱和度m，满足以下公式：

$m=\frac{\sqrt{u_d^2+u_q^2}}{(2V_{C2}-V_{in})/\sqrt{3}}$

式中，V_in为电源模块1两端电压；

判断饱和度m是否小于饱和参考值m^*，饱和参考值m^*的具体取值与电机参数有关，其取值范围为0.75～0.9，本实施例中，饱和参考值m^*的取值为0.8，若是，认定为非饱和状态，令此时不插入直通占空比，若否，认定为饱和状态，令此时插入直通占空比。

电容电压的给定值是由电机侧的控制量决定的，而饱和度m可以表征升压与调制的约束关系，分子表示逆变器输出的电机侧的电压，交轴电压和直轴电压的平方根值作为逆变器输出侧的模值，分母表示输入逆变器的电压，二者通过调制饱和度约束得到电容电压的给定值，当m＜0.8时，不插入直通占空比，逆变器输入保证恒压模式，电机17采用传统SVPWM调制方法，当m≥0.8时，插入直通占空比，采用升压升速方式，电机17采用六段平均直通占空比插入的SVPWM调制方法。

图5中，转子旋转角度θ对时间求导可获得转子电角速度ω_e，当电机转速为低速时，转子电角速度ω_e小于额定转子电角速度，即判断为低速条件下的调速控制，此时，差值经PI运算后获得的制动占空比D为0，采用传统的SVPWM算法获取三相桥式逆变器3的PWM控制波，当电机转速为高速时，转子电角速度ω_e大于额定转子电角速度，即判断为高速条件下的调速控制，此时，差值经PI运算后获得非零的制动占空比D，采用插入直通占空比的SVPWM算法获取三相桥式逆变器3的PWM控制波。

直通占空比发生单元10中电容电压PI调节器102通过限幅器13连接SVPWM调制器11，限幅器13使得直通占空比D的取值范围为0～0.5，本实施例中，限幅器13使得直通占空比D幅值在0～0.45之间。

如图9所示，插入直通占空比的SVPWM算法是指：

七段式SVPWM算法中，每个扇区的采样周期内顺序分成零电压矢量作用、有效电压矢量U_x+60作用、有效电压矢量U_x作用、零电压矢量作用、有效电压矢量U_x作用、有效电压矢量U_x+60作用、零电压矢量作用，对应的作用时间顺序为：T₀/4、T_x+60/2、T_x/2、T₀/2、T_x/2、T_x+60/2、T₀/4，其中，T₀为零电压矢量作用的总时间，T_x为有效电压矢量U_x作用的总时间，T_x+60为有效电压矢量U_x+60作用的总时间，有效电压矢量U_x和有效电压矢量U_x+60为相邻的有效电压矢量，T_x+T_x+60+T₀＝T_s，T_s为设定的采样周期；

根据直通占空比D获取直通矢量时间t₀，t₀＝D·T_s；

在每个扇区中电压矢量切换时插入六等分后的直通矢量时间，且缩短零电压矢量作用的总时间，保持采样周期T_s不变，则每个扇区的采样周期在插入直通矢量时间后顺序分成零电压矢量作用、直通、有效电压矢量U_x+60作用、直通、有效电压矢量U_x作用、直通、零电压矢量作用、直通、有效电压矢量U_x作用、直通、有效电压矢量U_x+60作用、直通、零电压矢量作用，对应的作用时间对应顺序为：T₀/4-t₀/6、t₀/6、T_x+60/2、t₀/6、T_x/2、t₀/6、T₀/2-2t₀/3、t₀/6、T_x/2、t₀/6、T_x+60/2、t₀/6、T₀/4-t₀/6，插入直通占空比的SVPWM算法又称为六段平均直通占空比插入的SVPWM调制方法。

开关控制PWM发生器12为逻辑运算器，逻辑运算器使得控制IGBT开关管S₇通断的PWM控制信号PWM₇满足以下公式：

式中，PWM₁、PWM₃、PWM₅对应为三相桥臂的上桥臂的PWM控制信号，PWM₄、PWM₆、PWM₂对应为三相桥臂的下桥臂的PWM控制信号，符号表示逻辑运算“非”，符号“∧”表示逻辑运算“与”，符号“∨”表示逻辑运算“或”。

图6表示开关管S₇的控制逻辑，PWM₁-PWM₇为控制单元的输出，连接至S₁—S₇的开关管的栅极，PWM₁与PWM₄作逻辑与运算，PWM₃与PWM₆作与运算，PWM₅与PWM₂作与运算，将上述三个结果进行或非逻辑运算，得到PWM₇的控制信号，通过控制S₇可以实现电流双向流动。控制关系可以进一步解释如下：S₇的控制与三相桥式逆变器3的控制方式互补，当三相桥式逆变器3存在直通状态时，S₇为断开，S₇所并联的二极管，处于反向截止状态，升压得以实现；当三相桥式逆变器3处于非直通状态，S₇打开，电流反向流动穿过S₇回馈到电池，两种互补的状态之间需要设计死区时间，否则两个电容通过S₇形成短路，会损害元器件。

图7表示电机再生制动状态下的电流方向，电机17处于再生制动状态，此时电机17为一个发电机，三相桥式逆变器3此时可以看成整流器，能量通过开关管S₇回馈入电源V_in，此时双向准Z源逆变器实现回馈能量。

图8所示为传统矢量控制SVPWM的空间矢量图，八个电压矢量表示三相桥式逆变器3中三相桥臂的开关状态，分别为000、001、010、011、100、101、110、111，其中1表示桥臂开通，0表示桥臂关断，000和111表示零电压矢量，其余六个电压矢量的表示有效电压矢量，六个有效电压矢量分为六个扇区，根据伏秒平衡原理，任何一个参考电压可以由相邻的有效电压矢量进行合成。

图9所示为插入直通占空比的SVPWM算法的过程，包括直通占空比的插入方式和插入时间，以第一扇区为例，采样周期T_s对应为每个PWM控制周期，传统零电压矢量所占的时间为T₀，如图9中a部分所示，有效电压矢量的作用时间分为两份，每一份为T₁/2，有效电压矢量的作用时间分为两份，每一份为T₂/2，零电压矢量的作用时间分为四份，每一份为T₀/4，第一扇区内电压矢量作用顺序为：对应的作用时间顺序为：T₀/4、T₁/2、T₂/2、T₀/4、T₀/4、T₂/2、T₁/2、T₀/4，如图9中b部分所示，直通矢量时间平均分为六份，每份占t₀/6，0≤t₀≤3T₀/4，生成的PWM₁—PWM₆可以用图9中c部分表示。

上半桥臂的占空比分布如式(5)：

$\left(\begin{array}{c}{T}_a=\frac{T_s}{4}-\frac{T_1}{4}-\frac{T_2}{4}-\frac{t_0}{6}\\ T_b=\frac{T_s}{4}+\frac{T_1}{4}-\frac{T_2}{4}\\ T_c=\frac{T_s}{4}+\frac{T_1}{4}+\frac{T_2}{4}+\frac{t_0}{6}\end{array}\right)---\left(5\right)$

下半桥臂的占空比分布如式(6)：

$\left(\begin{array}{c}{T}_x=\frac{T_s}{4}-\frac{T_1}{4}-\frac{T_2}{4}\\ T_y=\frac{T_s}{4}+\frac{T_1}{4}-\frac{T_2}{4}+\frac{t_0}{6}\\ T_z=\frac{T_s}{4}+\frac{T_1}{4}+\frac{T_2}{4}+\frac{t_0}{3}\end{array}\right)---\left(6\right)$

上下桥臂触发脉冲的比较点，见下表：

图10表示车用双向准Z源逆变器电机驱动系统主程序流程图，主程序过程如下：

步骤1、系统初始化；

步骤2、DSP和外设初始化；

步骤3、检测是否满足电机启动条件，如果是，进入步骤4，如果不是，重新进入步骤3；

步骤4、设置启动标志位；

步骤5、检测是否满足电机给定转速，如果是，进入步骤6，如果不是，重新进入步骤5；

步骤6、电机17维持转速，程序结束；

图11表示车用双向准Z源逆变器电机驱动系统中断程序流程图，PWM中断程序过程如下：

步骤1、检测AD采样是否完成，如果是，进入步骤2，如果不是，重新进行检测；

步骤2、电机17采用电流PID控制算法控制；

步骤3、检测逆变器的输出电压是否需要升压要求，如果是，进入步骤4：电容电压闭环控制，如果不是，进入步骤6：传统SVPWM控制；

步骤4、电容电压闭环PID控制；

步骤5、插入直通占空比的SVPWM，进入步骤8；

步骤6、SVPWM控制；

步骤7、设定直通占空比为0，进入步骤8；

步骤8、中断程序结束。

本发明采样上述技术方案，可以通过双向准Z源逆变器的一级结构替代，DCDC和DCAC两级结构，可以降低电机驱动系统的成本，可以避免电池组电压波动，同时维持直流母线电压稳定可调，由于不存在传统逆变器死区时间的问题，可以降低电流谐波，降低电机驱动系统的转矩脉动，降低系统电磁噪声，由于桥臂可以直通，相比传统电压型逆变器可以避免由于器件直通导致的器件烧毁，增加了功率半导体器件的可靠性。