模块化多电平变换器多目标特定谐波抑制脉宽调制方法

摘要

本发明公开一种模块化多电平变换器多目标特定谐波抑制脉宽调制方法，本发明依据实际工程应用需求确定模块化多电平变换器特定谐波抑制的目标谐波阶次及抑制上限值，通过傅氏变换法建立基于1/4周期对称的模块化多电平变换器特定谐波抑制的多目标优化函数及约束条件，设计多目标自适应极值优化求解器获得一组非支配的开关角，将其传输给模块化多电平变换器的脉宽调制模块，通过示波器检测模块化多电平变换器电压输出波形和对应的总谐波畸变率。采用本发明可实现满足多性能指标折中优化的模块化多电平变换器多目标特定谐波抑制脉宽调制效果，模块化多电平变换器电压输出波形具有更优的谐波特性，对应的总谐波畸变率更低，开关损耗更低。

说明书

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域多电平变换器调制技术，尤其涉及一种模块化多电平变换器多目标特定谐波抑制脉宽调制方法。

背景技术

近年来我国和欧美发达国家在高压直流输电、高压变频调速、大功率新能源电力系统、大型机载牵引、大型冶炼、港口船舶岸电等应用领域的高速发展对高性能大容量电力电子装置有着迫切的需求，而多电平变换器已逐渐成为大容量电力电子系统中高压(3kV，6kV，10kV甚至更高)应用场合的首选方案。在当前功率半导体制造工艺无法进一步提高的前提下，基于现有的模块化多电平变换器拓扑结构，如何实现特定谐波抑制PWM(SelectedHarmonics Mitigation Pulse Width Modulation,SHM-PWM)在线调制及实时控制策略作为实现具有优化输出谐波特性和低开关损耗等高性能大容量电力电子变换系统亟待解决的难题之一，已受到国内外电力电子技术领域学者的广泛关注。

在多电平变换器的PWM方法中，特定谐波消除PWM(Selected HarmonicsElimination Pulse Width Modulation,SHE-PWM)是应用最为广泛的方法之一。相比多载波正弦脉宽调制(SPWM)和空间矢量脉宽调制(SVPWM)等技术，SHE-PWM方法具有开关频率低、输出波形质量好、开关损耗小、直流侧滤波器尺寸要求小等显著的优点。而SHM-PWM作为SHE-PWM的改进方法，不再像SHE-PWM那样直接消除低阶谐波，而是将特定阶次谐波抑制在至工程设计人员接受的某一范围内，即将SHE-PWM的约束条件适当放宽，从而得到具有更佳谐波性能的高质量输出波形，并具有更低的切换频率和计算代价。此外，采用SHM-PWM方法还放宽了所需滤波系统的要求，将大大降低滤波组件的容量、重量和成本。SHM-PWM的以上优点在大容量电力电子系统的设计和运行中显得尤为突出。但上述的SHE-PWM的研究方法无法直接应用于解决SHM-PWM建模与求解难题，因此近年来多电平变换器SHM-PWM方法逐渐受到了学术界和工程应用界的高度关注和研究应用。目前，现有技术是将多电平变换器SHM-PWM问题转化为基于权重系数叠加的单目标优化问题，然后采用模拟退火算法或遗传算法或差分进化或粒子群算法或蜂群算法等单目标优化算法进行求解，但存在目标函数过于简化、权重系数难以精准确定、计算效率低难以实现在线优化、忽略直流电压变化或不平衡等特殊工况等致命缺陷。目前，也仅有极少数研究人员是从多目标优化的角度研究多电平变换器SHM-PWM优化问题。国外学者采用多目标粒子群算法(MOPSO)和分层多输出支 持向量衰退(HMSVR)对光伏并网级联H桥逆变器的SHM-PWM进行了初步探索。针对带有可变直流电压的单相和三相级联H桥逆变器的SHM-PWM问题，国外学者也采用了类似的MOPSO方法进行了有益的尝试。但上述近期报道的基于MOPSO方法的研究尝试所采用的目标函数过于简单，忽略了直流电压利用率、直流电容电压平衡、系统损耗等性能指标，还存在收敛速度慢、非支配解分布不均匀、计算复杂度偏高等缺陷。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术的不足，提供一种模块化多电平变换器多目标特定谐波抑制脉宽调制方法。

本发明的目的是通过以下方案来实现的：一种模块化多电平变换器多目标特定谐波抑制脉宽调制方法，该方法包括以下步骤：

(1)输入依据实际工程应用需求所确定的模块化多电平变换器特定谐波抑制的目标谐波阶次及抑制上限值，通过傅氏变换法建立基于1/4周期对称的模块化多电平变换器特定谐波抑制的多目标优化函数及约束条件；设置多目标优化求解器的优化参数(包括最大迭代优化次数I_max，邻居数目T，PBI惩罚系数δ)的数值；

(2)按照系统抽样方法产生数目为RP的参考点集合R，具体实现如下：首先设定目标函数权重值在[0,1]区间里等分的份数s；若目标函数个数M<8，将产生一层参考点，RP为组合数当M≥8时，将产生两层参考点，第一层参考点个数第二层参考点个数则RP＝RP₁+RP₂，其中s₁和s₂分别为第1层和第2层目标函数权重值等分的份数；

(3)随机产生初始种群P＝{P_h＝(α_1i,α_2i,…,α_ni),h＝1,2,…,RP}，0≤α_1i≤α_2i≤…≤α_ni≤π/2，α_1i,α_2i,…,α_ni表示一组开关角，n表示开关角的个数，其中种群规模＝参考点数目RP，种群中每个个体随机搭配参考点集合R中一个参考点，设置外部存档A＝P.

(4)对初始种群P的对应的模块化多电平变换器特定谐波适应度函数进行计算评估，得到P_h对应的第l个目标适应度函数值f_lh，l＝1,2,…,M，h＝1,2,…,RP，M表示目标函数的个数，将种群中每个目标函数的最小值min{f_lh,h＝1,2,…,RP}作为第l个目标函数f_l的理想点，得到理想点集合IP。

(5)对P中每个个体P_h，h＝1,2,…,RP，执行如下步骤：

(5.1)按照式(1)-(4)对P_h中每个变量逐一进行自适应多项式变异，并且保持其它变量不变，得到M个新个体{P_Nlh，l＝1,2,…,M}，并对{P_Nlh}中个体进行Pareto比较，得到RN个非支配个体，更新理想点集合IP。

P_Nlh＝P_h+a.b_max,h＝1,2,...,RP,l＝1,2,…,M>

η＝1+I_k/I_max>

b_max＝max[P_h-L,U-P_h]>

其中，r表示在[0,1]范围内产生的随机数，L和U表示开关角向量的下限和上限，L＝(0,0,…,0)_1×n，U＝(π/2,π/2,…,π/2)_1×n，I_k表示优化求解器当前处于的迭代次数。

(5.2)若RN＝1，则将该个非支配个体设置为Q_h；否则，按照式(5)-(7)计算评估RN个非支配个体的PBI值，将PBI最小的个体设置为Q_h；

PBI＝d₁+δ*d₂>

d₂＝||f(x)-(z*-d₁w)||

(7)

d₁代表沿着参考方向距离最优目标值的距离(d₁越小收敛性越好)，d₂代表个体到垂直于参考方向的垂足的距离(d₂越小分布性越好)，δ为惩罚系数，z*表示当前种群里各目标函数的最好值向量，w是沿着任何一个给定参考方向的单位向量，f(x)为各目标函数的实际值向量。

(5.3)Q_h无条件替代当前个体P_h；

(5.4)采用Q_h更新P_h的邻居集合N_h，N_h表示与P_h的参考点向量的欧氏距离最小的个体集合，T表示集合N_h的规模，具体实现为：对于每个N_h中每个个体N_h(j)，j＝1,2,…,T,若PBI(Q_h,R(D_hj))<PBI(N_h(j),R(D_hj))，D_hj表示N_h中第j个个体在集合R中的位置索引，则N_h(j)＝Q_h；

(5.5)采用Q_h更新外部存档A，具体实现为令O为1至RP范围的随机序号，对于所有参考点k＝1,2,…,RP，若PBI(Q_h,R(O_k))<PBI(A(k),R(O_k))，O_k为第k次产生的随机序号，则AR(k)＝Q_h；

(6)无条件接受P＝Q＝{Q_h，h＝1,2,…,RP}；

(7)重复步骤(4)-(6)直到满足设计人员设定的I_max终止条件；

(8)输出外部存档A，即为所求特定谐波抑制的Pareto解集；

(9)选取Pareto解集对应的中间非支配解，将其传输给模块化多电平变换器的脉宽调制模块，通过示波器检测模块化多电平变换器电压输出波形和对应的总谐波畸变率。

其中，步骤1和4中所涉及的多目标特定谐波抑制适应度函数及其约束条件模型，目标 函数的个数为M，具体计算如式(8)-(13)所示：

min f(x)＝min[E₁(x),E₅(x),...,E_K(x),THD(x)],x＝(α₁,α₂,...,α_n)

(8)

0≤α₁≤α₂...≤α_n≤π/2>

其中，V_dc表示直流侧电源电压，α₁,α₂,…,α_n为开关角，n表示开关角的个数，K表示实际工程要求抑制的最高次谐波，H₁^*表示实际工程要求的基波电压，H₁表示系统输出的基波电压，M_a为调制比，L₁和L_j分别表示基波和特定第j次谐波的抑制目标值，THD表示输出电压波形总谐波畸变率。

本发明的有益效果是：采用本发明可实现满足多性能指标折中优化的模块化多电平变换器多目标特定谐波抑制脉宽调制效果，具有现有技术所不具备的以下优点：模块化多电平变换器电压输出波形具有更优的谐波特性，对应的总谐波畸变率更低，开关损耗更低，且多目标自适应极值优化求解器实施更简单，优化效率更高。

附图说明

图1是模块化多电平变换器多目标特定谐波抑制脉宽调制方法原理示意图；

图2为应用于模块化多电平变换器特定谐波抑制脉宽调制中的多目标自适应极值优化方法原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进一步说明，本发明的目的和效果将更加明显。

图1是模块化多电平变换器多目标特定谐波抑制脉宽调制方法原理示意图。其中，V_mr为参考电压，V_l和I_l分别表示检测到的负载电压和负载电流，首先通过快速傅氏变换模块将检测到的V_l进行傅氏变换，通过与V_mr的比较后，再经过PI控制器模块，然后依据实际工程要求的特定谐波抑制目标、调制比M_a和设定的优化参数值，采用多目标自适应极值优化求解器对模>

图2为应用于模块化多电平变换器特定谐波抑制脉宽调制中的多目标自适应极值优化方法原理图。

以一个20kW三相13电平模块化多电平变换器为例，采用本发明提出的所述的模块化多电平变换器多目标特定谐波抑制脉宽调制方法进行实施。

所述的模块化多电平变换器多目标特定谐波抑制脉宽调制方法，包括以下步骤：

(1)输入依据实际工程应用要求所确定的模块化多电平变换器特定谐波抑制的目标谐波阶次5、7、11、13、17及抑制上限值L₁＝0.01、L₅＝0.06、L₇＝0.05、L₁₁＝0.035、L₁₃＝0.03、L₁₇＝0.02，通过傅氏变换法建立基于1/4周期对称的模块化多电平变换器特定谐波抑制的多目标优化函数及约束条件(如式(8)-(13)所示)；设置多目标优化求解器的优化参数(包括最大迭代优化次数I_max＝500，邻居数目T＝20，PBI惩罚系数δ＝5)的数值；

(2)按照系统抽样方法产生数目为RP的参考点集合R，具体实现如下：首先设定目标函数权重值在[0,1]区间里等分的份数s＝2，本实施例中目标函数个数M＝7<8，因此将产生一层参考点，

(3)随机产生初始种群P＝{P_h＝(α_1i,α_2i,…,α_ni),h＝1,2,…,RP}，0≤α_1i≤α_2i≤…≤α_6i≤π/2，α_1i,α_2i,…,α_6i表示一组开关角，开关角的个数n＝6，其中种群规模＝参考点数目RP＝28，种群中每个个体随机搭配参考点集合R中一个参考点，设置外部存档A＝P.

(4)对初始种群P的对应的模块化多电平变换器特定谐波适应度函数进行计算评估，得到P_h对应的第l个目标适应度函数值f_lh,l＝1,2,…,7，h＝1,2,…,28，目标函数的个数M＝7，将种群中每个目标函数的最小值min{f_lh,h＝1,2,…,28}作为第l个目标函数f_l的理想点，得到理想点集合IP。

(5)对P中每个个体P_h，h＝1,2,…,28，执行如下步骤：

(5.1)按照式(1)-(4)对P_h中每个变量逐一进行自适应多项式变异，并且保持其它变量不变，得到7个新个体{P_Nlh，l＝1,2,…,7}，并对{P_Nlh}进行Pareto比较，得到RN个非支配个体，更新理想点集合IP。

P_Nlh＝P_h+a.b_max,h＝1,2,...,28,l＝1,2,...,7>

η＝1+I_k/I_max>

b_max＝max[P_h-L,U-P_h]>

其中，r表示随机数，L和U表示开关角向量的下限和上限，L＝(0,0,…,0)_1×6，U＝(π/2,π/2,…,π/2)_1×6，I_k表示优化求解器当前处于的迭代次数。

(5.2)若RN＝1，则将该个非支配个体设置为Q_h；否则，按照式(5)-(7)计算评估RN个非支配个体的PBI值，将PBI最小的个体设置为Q_h；

PBI＝d₁+δ*d₂>

d₂＝||f(x)-(z*-d₁w)||

(7)

d₁代表沿着参考方向距离最优目标值的距离(d₁越小收敛性越好)，d₂代表个体到垂直于参考方向的垂足的距离(d₂越小分布性越好)，惩罚系数δ＝5，z*表示当前种群里各目标函数的最好值向量，w是沿着任何一个给定参考方向的单位向量，f(x)为各目标函数的实际值向量。

(5.3)Q_h无条件替代当前个体P_h；

(5.4)采用Q_h更新P_h的邻居集合N_h，N_h表示与P_h的参考点向量的欧氏距离最小的个体集合，T表示集合N_h的规模，具体实现为：对于每个N_h中每个个体N_h(j)，j＝1,2,…,20,若PBI(Q_h,R(Dh_j))<PBI(N_h(j),R(D_hj))，D_hj表示N_h中第j个个体在集合R中的位置索引，则N_h(j)＝Qh；

(5.5)采用Q_h更新外部存档A，具体实现为令O为1至RP＝28范围的随机序号，对于所有参考点k＝1,2,…,28，若PBI(Q_h,R(O_k))<PBI(A(k),R(O_k))，O_k为第k次产生的随机序号，则AR(k)＝Qh；

(6)无条件接受P＝Q＝{Q_h，h＝1,2,…,28}；

(7)重复步骤(4)-(6)直到满足设计人员设定的I_max＝500终止条件；

(8)输出外部存档A，即为所求特定谐波抑制的Pareto解集；

(9)选取Pareto解集对应的中间非支配解，将其传输给模块化多电平变换器的脉宽调制模块，通过示波器检测模块化多电平变换器电压输出波形和对应的总谐波畸变率。

其中，步骤1和4中所涉及的多目标特定谐波抑制适应度函数及其约束条件模型，目标函数的个数为M＝7，具体计算如式(8)-(13)所示：

min f(x)＝min[E₁(x),E₅(x),E₇(x),E₁₁(x),E₁₃(x),E₁₇(x),THD(x)],x＝(α₁,α₂,α₃,α₄,α₅,α₆)>

0≤α₁≤α₂≤α₃≤α₄≤α₅≤α₆≤π/2>

其中，直流侧电源电压V_dc＝24V，α₁,α₂,…,α₆为开关角，实际工程要求的基波电压H₁*＝310V，H₁表示输出的基波电压，M_a为调制比，L₁＝0.01，L₅＝0.06，L₇＝0.05，L₁₁＝0.035，L₁₃＝0.03，L₁₇＝0.02，THD表示输出电压波形总谐波畸变率。

本发明实施后获得的效果：当M_a＝0.9050时，优化后的开关角为α₁＝1.2309°，α₂＝9.0336°，α₃＝13.5274°，α₄＝23.2667°，α₅＝31.0933°，α₆＝44.6793°，模块化多电平变换器基波电压幅值和特定阶次5、7、11、13、17谐波都抑制到工程要求范围内，输出电压波形的THD＝3.5755％，相比现有技术获得的THD至少降低0.82％；当M_a为0.7666、0.5133、0.4133、0.3650时，本发明实施获得的输出电压波形的THD分别比现有技术至少降低1.32％、0.33％、0.25％、0.15％；当M_a为其它数值时，本发明实施获得的输出电压波形的THD都比现有技术的低。另外，本发明实施后的模块化多电平变换器的开关损耗比现有技术都要低，且本发明所采用的多目标自适应极值优化求解器相比现有技术实施更简单，优化效率更高。

综上所述，采用本发明可实现满足多性能指标折中优化的模块化多电平变换器多目标特定谐波抑制脉宽调制效果，具有现有技术所不具备的以下优点：模块化多电平变换器电压输出波形具有更优的谐波特性，对应的总谐波畸变率更低，开关损耗更低，且多目标自适应极值优化求解器实施更简单，优化效率更高。