一种基于瞬时电流直接控制的消谐型PWM电流跟踪控制方法

摘要

本发明公开了一种基于瞬时电流直接控制的消谐型PWM电流跟踪控制方法，通过构建约束条件，进行PWM脉宽调制，在一个电流调控周期内产生两个占空比不相等的PWM脉冲，在约束条件下驱使输出电流进行转移；规定实际电流围成的面积极性，求得在一个调控周期内逆变电路各个开关时间段的图形面积；以一个调控周期内逆变电路各个开关时间段的图形面积矢量和为零为约束条件，启动DSP芯片上自带的PWM外设功能，按照预定的电流调控周期设置PWM的周期参数；对逆变电路开关状态的控制自动实现对输出瞬时电流矢量的转移控制，使输出电流跟踪指令电流的变化，能够消除了调制频率以下次附加谐波电流。

说明书

技术领域

本发明涉及一种基于瞬时电流直接控制的消谐型PWM电流跟踪控制方法。

背景技术

对于诸如APF(电力有源滤波器)、SVG(静止型无功发生器)、光伏及风力等新能源发电逆变并网设备等类型的逆变装置来说，其输出端经串联电抗器直接接入电网，输出端电压通过电网电压支撑，这类装置的功能主要通过精确、快速地控制输出电流跟踪指令电流来实现。不同类型的并网型逆变装置指令电流的产生方法不同，但在指令电流产生后都存在如何有效控制实际输出电流跟踪指令电流的问题，该环节从很大程度上直接影响着整套并网逆变装置的最终性能指标。传统的电流跟踪控制方法包括典型的电流滞环控制、电压空间矢量控制以及一些变形的方法，这种种传统方法实质上都需要主控系统对实际的输出电流进行实时的检测并通过与指令电流的比较确定逆变电路开关状态，这就对逆变装置主控系统数据处理速度提出了很高的要求，以20KHZ的开关频率为例，要求主控系统电流比较控制频率至少为40KHZ，即每隔25us进行一次输出电流调控，加上装置需要进行的指令电流运算及其他必须的数据处理，如此快的速度要求即使使用高速DSP芯片也难以满足，而过低的开关速度会导致输出电流偏差增加、输出电流波形变坏，输出电抗器增大、设备成本增加、输出电流响应速度降低，所以采用传统电流跟踪控制方法的设备从提升电流响应速度、改善输出电流波形质量、减小并联电抗器体积、重量等方面考虑，大都不得不增加专门电路或芯片来满足对电流调控速度的要求。

针对以上不足，现有两种脉宽调制电流跟踪方法：

方法一，此方法通过对电流位移因子的选取及作用时间控制经过一个完整的调控周期T^s使i(k)转移至i(k+1)，其电流转移路径如图4所示，在一个调控周期T^s内电流沿A→D→F的路径从i(k)转移到i(k+1)，此方法在工程实现的难易度及控制精度上都比传统定时电流比较控制方法有很大的改善，但仍此方法的偶次谐波含量稍高。

方法二，此方法通过在一个调控周期T^s内控制两个电流位移因子分别交替作用二次，每次作用的时间是原来的1/2，其电流转移路径如图5所示，在一个调控周期T^s内电流沿>

发明内容

本发明为了解决上述问题，提出了一种基于瞬时电流直接控制的消谐型PWM电流跟踪控制方法，本发明可以消除调制频率以下次附加谐波电流。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于瞬时电流直接控制的消谐型PWM电流跟踪控制方法，包括以下步骤：

(1)采样直流侧电压瞬时值、工频电网电压瞬时值；

(2)对逆变电路的不同工作状态进行分析，得出对应不同逆变电路工作状态下的可控电流矢量；

(3)根据可控电流矢量，计算得到瞬时电流位移因子，根据瞬时电流位移因子计算出功率开关器件导通的时间；

(4)构建约束条件，进行PWM脉宽调制，在一个电流调控周期内产生两个占空比不相等的PWM脉冲，在约束条件下驱使输出电流进行转移；

(5)规定实际电流围成的面积极性，求得在一个调控周期内逆变电路各个开关时间段的图形面积；

(6)以一个调控周期内逆变电路各个开关时间段的图形面积矢量和为零为约束条件，启动DSP芯片上自带的PWM外设功能，按照预定的电流调控周期设置PWM的周期参数；

(7)根据计算的逆变电路各个开关时间段的图形面积数值设置PWM脉冲宽度，根据设定参数通过对逆变电路开关状态的控制自动实现对输出瞬时电流矢量的转移控制，使输出电流跟踪指令电流的变化。

所述步骤(2)中，可控电流矢量的计算方法为：确认逆变电路的工作状态，根据各个状态时电容器端电压、电网侧电压、输出电流和功率开关器件导通或关闭时间计算可控电流矢量。

所述步骤(2)中，逆变电路的工作状态具体包括：

(2-1)输出电流为正向、功率开关器件T1导通，电容器E1放电；

(2-2)输出电流为正向、功率开关器件T1关断；

(2-3)输出电流为负向、功率开关器件T2导通，电容器E2放电；

(2-4)输出电流为负向、功率开关器件T2关断。

优选的，所述步骤(4)中，约束条件包括：

(a)电流调控周期等于逆变电路四个开关时间段的总和；

(b)功率开关器件导通的时间为第一个PWM脉冲宽度与第二个PWM脉冲宽度的时间总和。

优选的，所述步骤(4)中，在约束条件下，使得输出电流从k时刻实时采样电流转移到期望的k+1时刻电流值。

所述步骤(5)中，分布于指令电流之上的实际电流围成的面积极性为正，分布于指令电流之下的实际电流围成的面积为负，求取在一个调控周期内，输出电流所沿路径围成的四个开关时间段的图形面积。

所述步骤(6)中，以一个调控周期内逆变电路各个开关时间段的图形面积矢量和为零为约束条件，分别求取第一个PWM脉冲宽度与第二个PWM脉冲宽度的时间。

所述步骤(6)中，启动DSP芯片上自带的PWM外设功能，按照预定的电流调控周期设置PWM的周期参数，根据计算的第一个PWM脉冲宽度与第二个PWM脉冲宽度的数值设置PWM脉冲宽度，这样在下一个调控周期内不需要DSP干预，PWM外设将根据设定参数通过对逆变电路开关状态的控制自动实现对输出瞬时电流矢量的转移控制，使输出电流跟踪指令电流的变化。

所述步骤(3)中瞬时电流位移因子的得出方法为：

定义单位时间内电流矢量的移动距离为瞬时电流位移因子，记为δic，根据可控电流矢量相应地得出一组关于瞬时电流位移因子的定义式，电容器E1端电压为Ve1，电网侧电压为Us，输出电流起始数值为ic，电容器E2端电压为Ve2：

δic_rp＝(Ve1-Us)/Lc在输出电流为正、仍需正向增大时选用；

δic_dp＝-(Ve2+Us)/Lc在输出电流为正、需正向减小时选用；

δic_rn＝-(Ve2+Us)/Lc在输出电流为负、仍需反向增大时选用；

δic_dn＝(Ve1-Us)/Lc在输出电流为负、需反向减小时选用。

本发明的有益效果为：

(1)本发明利用DSP芯片PWM外设功能，通过脉宽调制手段在下一调控周期内实现对不同瞬时电流位移因子作用时间的控制，完成当前瞬时电流矢量向下一时刻指令瞬时电流矢量的转移，有效的消除了调制频率以下次附加谐波电流。

(2)本发明应用方便、运算简单、电流跟踪响应速度快、偏差小，能够大幅度降低偶次及低频次谐波电流的含量；

(3)本发明控制期间不需要主控单元额外参与，这从很大程度上减小了中央控制器的处理负担，从而使单DSP结构的控制系统即可满足实际APF的全部测控功能，大大简化了硬件设计的难度、降低了实际系统的成本，且有效的消除了调制频率以下次附加谐波电流，比背景技术中提到的两种电流跟踪方法有很大的优越性。

附图说明

图1是三相电力有源滤波器应用示意图；

图2是三相电力有源滤波器的单相桥臂示意图；

图3是瞬时电流矢量图；

图4是背景技术中方法一的电流转移示意图；

图5是背景技术中方法二的电流转移示意图；

图6是本发明的消谐型PWM电流跟踪控制方法电流转移示意图；

图7是仿真实验的主电路图；

图8是本发明消谐型PWM电流跟踪控制方法的仿真实验的APF输出电流跟踪指令电流波形图(上图为APF指令电流波形图，下图为APF实际输出电流波形图)；

图9是本发明消谐型PWM电流跟踪控制方法的仿真实验的补偿前后系统电流变化图(上图为补偿前负载电流波形图，下图为补偿后系统电流波形图)；

图10是本发明消谐型PWM电流跟踪控制方法的仿真实验的补偿前负载电流FFT分析图；

图11是本发明消谐型PWM电流跟踪控制方法的仿真实验的补偿后负载电流FFT分析图；

图12是现有方法一的仿真实验的APF输出电流跟踪指令电流波形图(上图为APF指令电流波形图，下图为APF实际输出电流波形图)；

图13是现有方法一的仿真实验的补偿前后系统电流变化图(上图为补偿前负载电流波形图，下图为补偿后系统电流波形图)；

图14是现有方法一的仿真实验的补偿前负载电流FFT分析图；

图15是现有方法一的仿真实验的补偿后负载电流FFT分析图；

图16是现有方法二的仿真实验的APF输出电流跟踪指令电流波形图(上图为APF指令电流波形图，下图为APF实际输出电流波形图)；

图17是现有方法二的仿真实验的补偿前后系统电流变化图(上图为补偿前负载电流波形图，下图为补偿后系统电流波形图)；

图18是现有方法二的仿真实验的补偿前负载电流FFT分析图；

图19是现有方法二的仿真实验的补偿后负载电流FFT分析图。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

基于瞬时电流直接控制的消谐型PWM电流跟踪控制方法，包括以下步骤

1)、采样直流侧电压瞬时值、工频电网电压瞬时值；

2)、对逆变电路的不同工作状态进行分析，得出对应不同逆变电路工作状态下的可控电流矢量；

3)、对步骤2)得出的可控电流矢量处理，相应地得出瞬时电流位移因子；

4)、根据步骤3)得出的瞬时电流位移因子，计算出功率开关器件T1导通的时间T1_on；

5)、进行PWM脉宽调制，在一个电流调控周期T_s内产生两个占空比不相等的PWM脉冲，其约束条件为：

T_s＝t₁₁+t₁₂+t₂₁+t₂₂

T1_on＝t₁₁+t₂₁

在此约束条件下驱使输出电流沿A→H→J→K→L→M→F的路径从i(k)转移到i(k+1)；

6)、规定分布于指令电流之上的实际电流围成的面积极性为正，分布于指令电流之下的实际电流围成的面积为负，即S_ΔAPH、S_ΔJPH、S_ΔLQM、S_ΔFQM的极性为正、S_ΔJCK、S_ΔLCK的极性为负,求得在一个调控周期T_S内四个开关时间段t₁₁、t₁₂、t₂₁、t₂₂的图形面积；

7)、以所述步骤6)求得的在一个调控周期T_S内四个开关时间段t₁₁、t₁₂、t₂₁、t₂₂的图形面积的矢量和为0为约束条件，求得:

8)、启动DSP芯片上自带的PWM外设功能，按照预定的电流调控周期T_s设置PWM的周期参数，根据所述步骤7)计算的t₁₁和t₂₁的数值设置PWM脉冲宽度，这样在下一个调控周期内不需要DSP干预，PWM外设将根据设定参数通过对逆变电路开关状态的控制自动实现对输出瞬时电流矢量的转移控制，使输出电流跟踪指令电流的变化。

所述步骤2)所述的可控电流矢量的得出方法为

逆变电路的工作状态1：输出电流为正向、功率开关器件T1导通，电容器E1放电时设此时电容器E1端电压为Ve1，电网侧电压为Us，输出电流当前数值为ic，功率开关器件T1导通时间为Trp，可以得出

Δic_rp＝((Ve1-Us)/Lc)*Trp

逆变电路的工作状态2：输出电流为正向、功率开关器件T1关断，设此时电容器E2端电压为Ve2，电网侧电压为Us，输出电流起始数值为ic，功率开关器件T1不导通时间为Tdp，可以得出

Δic_dp＝-((Ve2+Us)/Lc)*Tdp

逆变电路的工作状态3：输出电流为负向、功率开关器件T2导通，电容器E2放电，设此时电容器E2端电压为Ve2，电网侧电压为Us，输出电流起始数值为ic，功率开关器件T2导通时间为Trn，可以得出

Δic_rn＝-((Ve2+Us)/Lc)*Trn

逆变电路的工作状态4：输出电流为负向、功率开关器件T2关断，设此时电容器E1端电压为Ve1，电网侧电压为Us，输出电流起始数值为ic，功率开关器件T2不导通时间为Tdn，可以得出

Δic_dn＝((Ve1-Us)/Lc)*Tdn。

所述步骤3)所述的瞬时电流位移因子的得出方法为

定义单位时间内电流矢量的移动距离为瞬时电流位移因子，记为δic，根据步骤2)得出的可控电流矢量相应地得出一组关于瞬时电流位移因子的定义式

δic_rp＝(Ve1-Us)/Lc在输出电流为正、仍需正向增大时选用；

δic_dp＝-(Ve2+Us)/Lc在输出电流为正、需正向减小时选用；

δic_rn＝-(Ve2+Us)/Lc在输出电流为负、仍需反向增大时选用；

δic_dn＝(Ve1-Us)/Lc在输出电流为负、需反向减小时选用。

所述步骤4)所述的功率开关器件T1导通的时间T1_on的计算过程如下：

k时刻实际电流可通过实时采样获得，记为i(k)；期望的k+1时刻电流值记为i(k+1),根据所述步骤3)得出的瞬时电流位移因子的定义式可知：

当输出电流为正时，假设功率开关器件T1的导通时间为t1,功率开关器件T1的关断为t2,列得以下一组方程式

δic_rp*t1+δic_dp*t2＝i(k+1)-i(k)

其中，t1+t2＝T_s

求得功率开关器件T1的导通时间：

T1_on＝t1＝[i(k+1)-i(k)-δic_dp*T_s]/(δic_rp-δic_dp)

当输出电流为负时，假设功率开关器件T2的导通时间为t1,功率开关器件T2的关断时间为t2,列得以下一组方程式

δic_rn*t1+δic_dn*t2＝i(k+1)-i(k)

其中，t1+t2＝T_s

求得功率开关器件T2的关断时间：

T2_off＝t2＝[i(k+1)-i(k)-δic_rn*T_s]/(δic_dn-δic_rn)

为方便实现PWM控制，将功率开关器件T2的关断时间为t2表达为功率开关器件T1的开通时间：

即T1_on＝T2_off＝[i(k+1)-i(k)-δic_rn*T_s]/(δic_dn-δic_rn)

又因：δic_rp＝δic_dn＝δic_r＝(Ve1-Us)/Lc使原电流向正轴上方移动；

δic_dp＝δic_rn＝δic_d＝-(Ve2+Us)/Lc使原电流向负轴下方移动；

可得出：

T1_on＝[i(k+1)-i(k)-δic_d*T_s]/(δic_r-δic_d)

其中

δic_r＝(Ve1-Us)/Lc

δic_d＝-(Ve2+Us)/Lc。

所述步骤6)中在一个调控周期T_S内四个开关时间段t₁₁、t₁₂、t₂₁、t₂₂的图形面积的计算过程如下：

设A点坐标为(0，r)；直线AH、KM的斜率为k₁，直线HK、MF的斜率为k₂，直线AF的斜率为k₃；

设t₁₁＝1/2(aT_s)，t₂₁＝1/2(bT_s),

求得k₃＝1/2(a+b)k₁+1/2(2-a-b)k₂；

直线AH与AF在t₁₁时间段内所围成图形(ΔAPH)面积如下：

直线HK与AF在t₁₂时间段内所围成图形(ΔJPH、ΔJCK)面积矢量和如下：

直线KM与AF在t₂₁时间段内所围成图形(ΔLQM、ΔLCK)面积矢量和如下：

直线MF与AF在t₂₂时间段内所围成图形(ΔFQM)面积如下：

所述步骤7)中所述的t₁₁和t₂₁的计算过程如下：

将t₂₁＝T_on-t₁₁上式得：

令S＝0，得：

在并网型逆变装置中，逆变器的输出电流是最直接、最重要的控制目标，本发明提出的新型控制方法可直接实现对实时电流的有效控制，使相应的逆变系统具有很快的输出电流响应速度及调控精度。下面以典型的两电平3桥臂电力有源滤波装置为例说明该发明的技术思路；本发明所提出的方法可以很容易推广应用到其它型式的并网型逆变装置中。

如图1所示，给出三相电力有源滤波器应用示意图，为分析方便，下面给出本发明中一些常用符号的定义：

us--并网点电压；

is--电源侧电流；

if--负载侧电流；

ic--APF输出补偿电流；

Vdc--APF直流侧总电压；

Ve1--电容器E1端电压；

Ve2--电容器E2端电压；

Lc--APF输出串联电抗。

APF基本工作原理简述：

设各端电流均以指向负载侧为正方向，有is+ic＝if成立，即is＝if-ic；

由于非线性负载的原因，在负载电流中包含谐波及无功分量，可将负载电流分解为：

if＝if1p+if1q+∑ifh

式中if1p为负载电流中的基波有功分量，

if1q为负载电流中的基波无功分量，

∑ifh为各次谐波电流的叠加。

根据不同的补偿规则，当控制APF输出电流ic＝∑ifh时，可以得到：

is＝if-ic＝if1p+if1q+∑ifh-∑ifh＝if1p+if1q

通过上式可以看出，在此控制规则下，经过补偿后的电源侧电流只包含基波有功和无功分量，已无谐波成份。

当调整控制规则，控制APF输出电流ic＝∑ifh+if1q时，可以得到：

is＝if-ic＝if1p+if1q+∑ifh-∑ifh-if1q＝if1p

可以看出，此时电源侧电流只包含基波有功分量，已无基波无功及谐波成份。

如图2所示，采用单相简化电路详细分析不同状态下的电流变化特征。考虑到电流调控周期Ts很小，一般为100us及以下，设定在一个调控周期内电容器端电压Ve1、Ve2及电源侧工频电压瞬时值保持不变，串联电抗器在工作工程中不饱和。实际上，这种假设在电容器E1、电容器E2容量选取合适、电抗器容量选取正确的情况下是完全合理的。

下面以单相桥臂为例详细分析在逆变电路不同工作状态下输出电流的变化情形。

状态1：输出电流为正向、功率开关器件T1导通，电容器E1放电，输出电流正向增大，功率开关器件T1的导通时间决定输出电流的变化，设此时电容器E1端电压为Ve1(k)，电网侧电压为Us(k)，输出电流当前数值为ic(k)，功率开关器件T1导通时间为Trp，可以得出：

ic(k+1)＝((Ve1(k)-Us(k))/Lc)*Trp+ic(k)

即：ic(k+1)-ic(k)＝((Ve1(k)-Us(k))/Lc)*Trp

记为：Δic_rp(k+1)＝((Ve1(k)-Us(k))/Lc)*Trp

状态2：输出电流为正向、功率开关器件T1关断，输出电流正向幅值减小，通过续流管D2向电容器E2充电；此状态下，功率开关器件T2导通与否对输出电流的变化无影响，设此时电容器E2端电压为Ve2(k)，电网侧电压为Us(k)，输出电流起始数值为ic(k)，功率开关器件T1不导通时间为Tdp，可以得出：

ic(k+1)＝-((Ve2(k)+Us(k))/Lc)*Tdp+ic(k)

即：ic(k+1)-ic(k)＝-((Ve2(k)+Us(k))/Lc)*Tdp

记为：Δic_dp(k+1)＝-((Ve2(k)+Us(k))/Lc)*Tdp

状态3：输出电流为负向、功率开关器件T2导通，电容器E2放电，输出电流反向幅值增大，功率开关器件T2的导通时间决定输出电流的变化。设此时电容器E2端电压为Ve2(k)，电网侧电压为Us(k)，输出电流起始数值为ic(k)，功率开关器件T2导通时间为Trn，可以得出：

ic(k+1)＝-((Ve2(k)+Us(k))/Lc)*Trn+ic(k)

即：ic(k+1)-ic(k)＝-((Ve2(k)+Us(k))/Lc)*Trn

记为：Δic_rn(k+1)＝-((Ve2(k)+Us(k))/Lc)*Trn

状态4：输出电流为负向、功率开关器件T2关断，输出电流反向幅值减小，经T1的并联续流管D1给电容器E1充电，此时，功率开关器件T1是否导通对输出电流并无影响。设此时电容器E1端电压为Ve1(k)，电网侧电压为Us(k)，输出电流起始数值为ic(k)，功率开关器件T2不导通时间为Tdn，可以得出：

ic(k+1)＝((Ve1(k)-Us(k))/Lc)*Tdn+ic(k)

即：ic(k+1)-ic(k)＝((Ve1(k)-Us(k))/Lc)*Tdn

记为：Δic_dn(k+1)＝((Ve1(k)-Us(k))/Lc)*Tdn

如图3所示，i(k+1)为k+1时刻瞬时电流矢量，i(k)为k时刻瞬时电流矢量,Δi(k+1)即为控制瞬时电流矢量i(k)到达i(k+1)的附加电流矢量。通过以上分析得出对应不同逆变电路工作状态下的可控电流矢量组合算式：

Δic_rp＝((Ve1-Us)/Lc)*Trp输出电流为正时功率开关器件T1导通有效，输出电流正向增大；

Δic_dp＝-((Ve2+Us)/Lc)*Tdp输出电流为正时功率开关器件T1关闭有效，输出电流正向减小；

Δic_rn＝-((Ve2+Us)/Lc)*Trn输出电流为负时功率开关器件T2导通有效，输出电流反向增大；

Δic_dn＝((Ve1-Us)/Lc)*Tdn输出电流为负时功率开关器件T2关闭有效，输出电流反向减小；

在调控周期Ts足够短、直流侧电容器电容器E1、电容器E2容量合理及输出电抗器Lc不发生饱和的情况下，以上四个瞬时电流矢量的作用完全决定了输出电流的变化。实际上在 以上四个瞬时电流矢量中，当输出电流处于不同极性时只有其中的两个电流矢量是有效的，而每一个瞬时电流矢量又与逆变器的开关状态相对应，这充分表明了以上瞬时电流矢量的可控性。

为方便工程应用，将四个可用于瞬时电流矢量控制的可控电流矢量表达式

Δic_rp＝((Ve1-Us)/Lc)*Trp

Δic_dp＝-((Ve2+Us)/Lc)*Tdp

Δic_rn＝-((Ve2+Us)/Lc)*Trn

Δic_dn＝((Ve1-Us)/Lc)*Tdn

进一步处理，定义单位时间内电流矢量的移动距离为瞬时电流位移因子，记为δic，相应地得出一组关于瞬时电流位移因子的定义式，下面分别对各瞬时电流位移因子的作用进行说明。

δic_rp＝(Ve1-Us)/Lc在输出电流为正、仍需正向增大时选用，功率开关器件T1导通后即有效，电流正向增大量取决于该矢量作用时间，记为tpr；

δic_dp＝-(Ve2+Us)/Lc在输出电流为正、需正向减小时选用，功率开关器件T1关闭后即有效，电流正向减小量取决于该矢量作用时间，记为tpd；

δic_rn＝-(Ve2+Us)/Lc在输出电流为负、仍需反向增大时选用，功率开关器件T2导通后即有效，电流反向增大量取决于该矢量作用时间，记为tnr；

δic_dn＝(Ve1-Us)/Lc在输出电流为负、需反向减小时选用，功率开关器件T2关闭后即有效，电流反向减小量取决于该矢量作用时间，记为tnd；

从以上四个公式来看出：

δic_rp＝δic_dn，δic_dp＝δic_rn

可以简记为：

δic_r＝(Ve1-Us)/Lc使原电流向正轴上方移动；

δic_d＝-(Ve2+Us)/Lc使原电流向负轴下方移动；

实际上在对逆变电路采用互补导通控制方法时，只有两个独立的瞬时电流位移因子，此处分开是考虑在互补导通控制时为防止上、下管直通为每个管子增加了导通驱动延时t0,而t0的影响在不同的状态下是不同的。从后面的分析可以看出，此处按四个位移因子做分析可以使对t0的补偿处理更容易理解。

Ve1、Ve2、Us的瞬时值及Lc四个参数唯一地决定了瞬时电流位移因子，在任一特定的 调制周期内电流变化量完全取决于位移因子的作用时间，可记为：Δic＝δic*t t∈﹙0，ts﹚。在实际应用中总是通过有效手段控制Ve1及Ve2为稳定的直流电压，并且幅值高于Us的峰值，Lc可视为常数，因此上面列式中Ve1-Us及Ve2+Us的瞬时值总是为正,数值大小跟随Us的变化而呈周期性变化。

在并网型逆变电路中，只要调制周期足够短、储能电容容量足够大、输出

电抗器不饱和，可以近似认为该周期内不同开关状态下的电流位移因子在一个调控周期内保持不变，瞬时电流的变化量完全取决于电流位移因子的作用时间；在某一特定的调制周期内，当输出电流为正时，有且仅有两种电流位移因子有效。当控制功率开关器件T1导通时，输出电流正向增大，电流位移因子ic_rp表征了电流上升速度；当控制功率开关器件T1关断后，不管功率开关器件T2是否导通，输出电流都将呈正向减小趋势，电流位移因子ic_dp表征了电流下降速度；在某一特定的调制周期内，当输出电流为负时，有且仅有两种电流位移因子有效。当控制功率开关器件T2导通时，输出电流反向增大，电流位移因子ic_rn表征了输出电流反向上升速度；当控制功率开关器件T2关断后，不管功率开关器件T1是否导通，输出电流都将呈反向减小趋势，电流位移因子ic_dn表征了电流下降速度。

如右图4所示，在k时刻，通过指令电流运算程序获得期望的k+1时刻电流值记为i(k+1),k时刻实际电流可通过实时采样获得，记为i(k)；电流跟踪控制的目标就是在下一个调制周期内通过对逆变电路开关状态的有效控制使i(k)转移至i(k+1)。

根据上述可得出：

当输出电流为正时，只有δic_rp及δic_dp两个电流位移因子起作用，假设δic_rp的作用时间即功率开关器件T1的导通时间为t1,δic_dp的作用时间即功率开关器件T1的关断为t2,列得以下一组方程式：

δic_rp*t1+δic_dp*t2＝i(k+1)-i(k)

t1+t2＝T_s

可以求得:T_on＝t1＝[i(k+1)-i(k)-δc_dp*T_s]/(δic_rp-δic_dp)

考虑导通驱动延时t0,实际功率开关器件T1的驱动时间应为：

T1_on＝t1+t0＝[i(k+1)-i(k)-δc_dp*T_s]/(δic_rp-δic_dp)+t0>

当输出电流为负时，只有δic_rn及δic_dn两个电流位移因子起作用，假设δic_rn的作用时间及功率开关器件T2的导通时间为t1,δic_dn的作用时间及功率开关器件T2的关断时间 为t2,列得以下一组方程式：

δic_rn*t1+δic_dn*t2＝i(k+1)-i(k)

t1+t2＝T_s

可以求得：T_off＝t2＝[i(k+1)-i(k)-δic_rn*T_s]/(δic_dn-δic_rn)

为方便实现PWM控制，考虑在逆变电路中功率开关器件T1、功率开关器件T2采用互补导通的驱动方法，计入导通延时t0的影响可以推出：

T1_on＝t2-t0＝[i(k+1)-i(k)-δic_rn*T_s]/(δic_dn-δic_rn)-t0>

又因：δic_rp＝δic_dn＝δic_r＝(Ve1-Us)/Lc使原电流向正轴上方移动；δic_dp＝δic_rn＝δic_d＝-(Ve2+Us)/Lc使原电流向负轴下方移动；

以上算式可合并为：

T_on＝[i(k+1)-i(k)-δic_d*T_s]/(δic_r-δic_d)+λ*t0

其中

当λ＝1时，i(k)＞＝0

当λ＝-1时，i(k)＜0

δic_r＝(Ve1-Us)/Lc

δic_d＝-(Ve2+Us)/Lc

如图6所示，基于瞬时电流直接控制的消谐型PWM电流跟踪控制方法在一个调控周期T_S内各参数满足以下约束条件：

(1)t₁₁+t₁₂+t₂₁+t₂₂＝T_S；

(2)t₁₁+t₂₁＝T_on；

通过改变上述两式中的t₁₁与t₂₁，在t₁₁+t₂₁＝T_on约束条件不变的情况下，在一个调控周期T_s内产生两个占空比不等的PWM脉冲，驱使输出电流沿A→H→J→K→L→M→F路径进行转移。A→H→J→K→L→M→F路径的规划要求满足S_ΔAHJ+S_ΔLMF＝S_ΔJKL或|S_ΔJKL-S_ΔLMF-S_ΔAHJ|取得最小值的约束条件。这样，消谐型PWM电流跟踪控制方法的控制目标可以简化为：选择t₁₁与t₂₁的大小使得在t₁₁+t₂₁＝T_on及t₁₁+t₁₂+t₂₁+t₂₂＝T_s条件约束下，使>Δ_AHJ+S_ΔLMF＝S_ΔJKL或者|S_ΔJKL-S_ΔLMF-S_ΔAHJ|的值达到最小。

首先给定下列初始条件：设A点坐标为(0,r)；直线AH、KM的斜率为k₁；直线HK、MF的斜率为k₂；直线AF的斜率为k₃。在当前时刻瞬时电流值及瞬时电流位移因子已知的情况下，以上假设显然是合理的。

由已知条件可推出如下关系：

(1)k₃＝(t₁₁k₁+t₁₂k₂+t₂₁k₁+t₂₂k₂)/T_S；(2)t₁₁k₁+t₁₂k₂＜k₃(t₁₁+t₁₂)；

(3)t₁₁k₁+t₁₂k₂+t₂₁k₃＜k₃(t₁₁+t₁₂+t₂₁)；(4)t₁₁+t₂₁＝T_on；

为分析方便，设可知：且规定分布于指令电流之上的实际电流围成的面积极性为正，分布于指令电流之下的实际电流围成的面积为负，即S_ΔAPH、S_ΔJPH、S_ΔLQM、S_ΔFQM的极性为正、S_ΔJCK、S_ΔLCK的极性为负。下面针对一个调控周期T_S内四个开关时间段(t₁₁、t₁₂、t₂₁、t₂₂)的图形面积进行推导。

直线AH与AF在t₁₁时间段内所围成图形(ΔAPH)面积如下：

即：

直线HK与AF在t₁₂时间段内所围成图形(ΔJPH、ΔJCK)面积矢量和如下：

即

直线KM与AF在t₂₁时间段内所围成图形(ΔLQM、ΔLCK)面积矢量和如下：

即

直线MF与AF在t₂₂时间段内所围成图形(ΔFQM)面积如下：

即

将上面几个相加得到折线A→H→J→K→L→M→F与直斜线AF上下所围成图形总面积矢量和：

将t₂₁＝T_on-t₁₁代入式3-12得：

针对前面所述的控制目标，令S＝0，得：

由于显然一定存在t₁₁使得S＝0。

故取

易知

其中：T1_on＝[i^*(k+1)-i(k)-δi_{C_d}*T_S]/(δi_{C_r}-δi_{C_d})；

δi_{C_r}＝(V_dc1-u_S)/L_C；

δi_{C_d}＝-(V_dc2+u_S)/L_C。

上述两式给出基于瞬时电流直接控制的消谐型PWM脉宽调制电流跟踪控制方法PWM脉冲宽度一般性计算公式。实际应用时，在一个调控周期T_s内只需按上述两式计算出的t₁₁和t₁₂的数值设置PWM脉冲宽度，不需要DSP内部干预，PWM外设将根据设定参数自动产生两个占空比不等而且有效的PWM脉冲完成逆变电路开关状态的控制，使输出电流跟踪指令电流的变化。

下面通过仿真实验来进一步说明本发明的技术效果：

仿真试验用主电路如图7所示，实验参数如下：

三相交流侧供电电源相电压有效值：220V，频率：50Hz；

负载侧采用三相桥式不可控整流电路，直流侧电阻R_f＝2Ω；

APF交流侧电抗器电感值L_C＝1mH；

APF直流侧电容值C＝3300μF，直流侧电压给定值

系统采样、调控周期T_S＝100μs；

直流侧电压PI调控器k_p＝0.8，k_i＝1.0；

二阶巴特沃斯低通滤波器，截止频率f_C＝20Hz；

包含主电路开关器件死区及固有动作延时在内的综合补偿时间为：

t₀＝t_d+t_on-t_off＝3μs；

主开关元件允许的最小脉冲宽度为5μs。

一、背景技术中方法一的仿真实验结果：

仿真结果如图12、图13、图14和图15共同所示，由以上仿真结果可以看出，负载侧电流(补偿前)总畸变率(THD)仍为18.49％，电源侧电流(补偿后)的总畸变率下降至4.07％，特别从图12可以看出，实际输出电流跟踪指令电流有了极大的改善，此时调控周期为100μs。但从图15来看，补偿后电源侧电流偶次谐波特别是2次谐波含量稍高，这是该方法的不足之处。

二、背景技术中方法二的仿真实验结果：

仿真结果如图16、图17、图18和图19共同所示，由以上仿真结果可以看到，在同样的试验条件下，方法二的补偿后电源侧电流已有补偿前的18.49％降低为3.10％，补偿效果较方法一的情况下的4.07％进一步改善。特别从图19可以看出，偶次谐波电流的含量已大幅降低，但是偶次谐波电流的含量仍稍高。

三、本发明基于瞬时电流直接控制的消谐型PWM电流跟踪控制方法的仿真实验结果：

仿真结果如图8、图9、图10和图11共同所示，由上述仿真结果可以看出，采用本发明消谐型PWM电流跟踪方法后，补偿后电源侧电流已由补偿前的18.49％降低为2.90％，补偿效 果较方法二情况下的3.10％又有所改善。特别从图11可以看出，偶次及低频次谐波电流的含量进一步降低。

由上述实验结果可知，本发明消谐型PWM电流跟踪方法是在调控周期为100μs时取得的，期间不需要主控单元额外参与，这从很大程度上减小了中央控制器的处理负担，从而使单DSP结构的控制系统即可满足实际APF的全部测控功能，大大简化了硬件设计的难度、降低了实际系统的成本，且有效的消除了调制频率以下次附加谐波电流，比背景技术中提到的两种电流跟踪方法有很大的优越性。

如图8-图19所示，在相同的实验条件下进行正交对比仿真试验，从仿真结果可以明确地看出本发明提出的方法的优越性。采用本发明方法的试验结果是在调控周期为100μs时取得的，期间不需要主控单元额外参与，这从很大程度上减小了中央控制器的处理负担，从而使单DSP结构的控制系统即可满足实际APF的全部测控功能，大大简化了硬件设计的难度、降低了实际系统的成本。

采用消谐型PWM电流跟踪方法后，补偿后电源侧电流已由补偿前的18.49％降低为2.90％，补偿效果较3.4.3倍频PWM情况下的3.10％又有所改善。偶次及低频次谐波电流的含量大幅度降低。而背景技术中提到的方法一和方法二均含有大量或一定的偶次谐波电流。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。