电力设备以及电力设备中的高次谐波抑制方法

摘要

提供一种电力设备，不改变电动机侧，而在对电动机供电的电力干线侧产生高次谐波抑制功能，由此，能够得到伴随电动机运行的节能效果。一种电力设备，具有从连接于电源变压器(11)的电力干线(12)被供电且被运行的电动机(14)，上述电力设备的特征在于，在上述电力干线(12)上设置高次谐波产生部(13)，该高次谐波产生部在上述电动机(14)的运行时，与其定子(14－1)与转子(14－2)之间产生的高次谐波的旋转磁通之中，对于上述转子而言成为制动力的次数的高次谐波电压相对地，产生与成为该制动力的高次谐波电压相同次数且反相位的高次谐波电压。

说明书

技术领域

本发明的实施方式涉及一种具有从与电源变压器连接的电力干线供电 的电动机的电力设备以及电力设备中的高次谐波抑制方法。

背景技术

一般，广泛使用感应电动机作为各种设备的动力源。在这种电动机中， 从电力干线对设置于定子的一次绕组供给电源电压，产生旋转磁场，由此， 使转子产生旋转扭矩并运行。在这种情况下，在定子以及转子的构造上， 产生高次谐波电压。该高次谐波电压使电动机的运行效率降低，导致温度 上升。

于是，为了减少该高次谐波，提出各种方案，例如，在电动机的形成 有主磁气电路的磁性体的一部分上设置高次谐波磁通抑制要素(例如，专 利文献1参照)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2008－295203号公报

发明内容

发明所要解决的问题

本发明所要解决的问题提供一种电力设备以及电力设备中的高次谐波 抑制方法，不改变电动机侧，而在对电动机供电的电力干线侧产生高次谐 波抑制功能，由此，能够得到伴随电动机运行的节能效果。

用于解决问题的手段

本发明的实施方式涉及的电力设备是一种电力设备，具有从连接于电 源变压器的电力干线被供电的电动机，上述电力设备的特征在于，在上述 电力干线上设置高次谐波产生部，该高次谐波产生部在上述电动机的运行 时，与基于上述电动机的定子的线圈收纳槽数而在上述定子与转子之间产 生的高次谐波旋转磁通所产生的高次谐波电压之中的、对于上述转子而言 成为制动力的次数的高次谐波电压相对地，产生与成为该制动力的高次谐 波电压相同次数且反相位的高次谐波电压。

根据上述构成，构成为在电动机的运行时，施加高次谐波电压，该高 次谐波电压产生对成为制动力的旋转磁通进行抵消的旋转磁通，所以，高 次谐波被抑制，电动机的运行效率提高，能够得到节能效果。

附图说明

图1是表示本发明的一实施方式涉及的电力设备的等效电路图。

图2是将图1所示的等效电路的一部分改写后的等效电路图。

图3是表示在本发明的实施方式涉及的电力设备中使用的电动机的定 子与转子的关系的图，(a)是表示该电动机的定子与转子的构造，(b)是 表示该电动机的定子与转子之间的产生磁通。

图4是说明本发明的实施方式的动作的向量图。

图5是表示本发明的一实施方式所使用的高次谐波电流产生电路的一 个例子的电路图。

图6是将图5的一部分改良后的电路图。

图7是表示本发明的一实施方式所使用的高次谐波电流产生电路的其 他例子的电路图。

图8是表示从图7的装置输出的脉冲波与电源电压之间的相位关系的 波形图。

图9是相互地表示图7的装置的各点的波形的波形图。

图10是对于在图1所示的电动机的转子部分产生的基波的感应电压进 行说明的等效电路图。

图11是对于在图1所示的电动机的转子部分产生的高次谐波电压进行 说明的等效电路图。

图12是表示本发明的实施方式所使用的电动机的旋转速度、向2次绕 组的输入电力、以及与转差率的关系的特性图。

图13是表示本发明的其他实施方式涉及的电力设备的等效电路图。

图14是将图13所示的等效电路的一部分改写后的等效电路图。

图15是表示图13的装置中的电源电压与由脉冲波引起的高次谐波电 流之间的关系的波形图。

图16是表示图13的装置中的电源电压与由脉冲波引起的高次谐波电 流之间的关系的波形图。

图17A是关于使用了由17次的矩形波引起的高次谐波电流的情况来对 图13的装置的动作进行说明的向量图。

图17B是关于使用了由11次的矩形波引起的高次谐波电流的情况来对 图13的装置的动作进行说明的向量图。

图17C是关于使用了由23次的矩形波引起的高次谐波电流的情况来对 图13的装置的动作进行说明的向量图。

图18是表示对在图13的装置中使用的矩形波进行傅立叶解析后的结 果的图。

图19A是关于11次的情况来对图18所示的解析结果进行说明的向量 图。

图19B是关于17次的情况来对图18所示的解析结果进行说明的向量 图。

图19C是关于23次的情况来对图18所示的解析结果进行说明的向量 图。

图20是表示对在图13的装置中使用的指数函数波进行傅立叶解析后 的结果的图。

图21A是关于11次的情况来对图20所示的解析结果进行说明的向量 图。

图21B是关于17次的情况来对图20所示的解析结果进行说明的向量 图。

图21C是关于23次的情况来对图20所示的解析结果进行说明的向量 图。

图22是表示对在图13的装置中使用的三角波进行傅立叶解析后的结 果的图。

图23A是关于11次的情况来对图22所示的解析结果进行说明的向量 图。

图23B是关于17次的情况来对图22所示的解析结果进行说明的向量 图。

图23C是关于23次的情况来对图22所示的解析结果进行说明的向量 图。

图24是表示在图13的装置中使用的高次谐波电流产生器的一个例子 的电路图。

图25是表示通过图24所示的电路产生脉冲的过程的波形图。

图26是表示在图13的装置中使用的高次谐波电流产生器的其他例子 的电路图。

图27是相互地表示图26的装置的各点的波形的波形图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式详细地进行说明。

图1示出了对构成电力设备的电源变压器11、电力干线12、高次谐波 产生部13、感应电动机14的关系进行表示的等效电路。高次谐波产生部 13由电抗电路15以及高次谐波电流产生器16构成。高次谐波电流产生器 16如图示所示设置于电源变压器11的附近，或者与在电力干线(也称为低 压干线)12的末端连接的感应电动机14的输入端子附近连接。

从电源变压器11的2次绕组的两端导出电力干线(100V、200V、400V 等)12。在电源变压器11的2次绕组的两端间产生电源电压V1。另外， 在该2次绕组侧，存在电源变压器11的绕组电阻Rt以及绕组的漏磁电抗 +jνXt，构成上述的电抗电路15。

另外，在该电力干线12间连接有成为包括ν次(11次、17次、23次 等)高次谐波的高次谐波电流(连续波电流或者脉冲电流)Iν(pls)的产 生源的高次谐波电流产生器16。该高次谐波电流Iν(pls)向阻抗低的电源 变压器11侧流动。

在此，变压器11以及电抗电路15部分的等效电路能够如图2所示进 行改写。在图2中，变压器11的1次侧漏磁电抗11－1相对于变压器11 的励磁电路的电抗11－e显著地小，所以，1次侧漏磁电抗11－1与被短路 的情况相同。将电抗电路15的阻抗设为Zν(pall)。在该电抗电路15部分， 通过来自高次谐波电流产生器16的高次谐波电流Iν(pls)沿图示方向流动， 由此，产生高次谐波电源电压Vν(pls)。即，高次谐波电流产生器16成为 流动有用于使高次谐波电源电压Vν(pls)产生的ν次的高次谐波电流Iν (pls)的电流源。

返回到图1，与电力干线12连接的电动机14具有定子14－1部分以及 转子14－2部分。在电动机的定子14－1设有1次绕组w1，在转子14－2 设有2次绕组w2。1次绕组w1经由线路电抗部分+jXl与电力干线12连 接，自身具有电阻部分r1和电抗部分+jνx1。另外，2次绕组w2具有电阻 部分r2’以及电抗部分+jx2’以及与机械的负载相当的电阻r(mk)＝(1 －Sν)r2’/Sν。

在此，在从电力干线12对电动机14的没有图示的输入端子概略地施 加基波的电源电压V1时，在设置于电动机14的定子14－1的1次绕组w1 中，如图1所示，流动有相对于电源的基波电压V1而90°滞后的、基波的 励磁电流I(0)(1)。另外，在定子14－1与转子14－2之间，与该励磁电 流I(0)(1)成比例地产生与励磁电流I(0)(1)相同相位的旋转磁通进而，产生相对于该旋转磁通而90°滞后(相对于电源电压V1而180° 滞后)的反电动势E1。另外，与该电压E1成比例地，在转子14－2的2 次绕组w2感应到电压E1’。

在电动机的定子14－1形成有收纳1次绕组w1的槽，以该槽为起因， 磁气电阻规则地分布。即，如图3(a)所示，在定子14－1，如上述所示， 形成有收纳3相(u、v、w)的一次绕组(也称为线圈)w1的槽21。在该 定子14－1与转子14－2的间隙中，在收纳着线圈的槽21的正下方和定子 铁心正下方，磁气电阻(磁导)存在差。因此，除了由基波引起的旋转磁 通之外，以槽21为起因，产生与该槽21的个数对应的ν次的高次谐波 旋转磁通

在此，在将定子14－1的总槽数设为Z1，将电机子上的极间距设为τp， 将极对数设为P时，以槽21为起因的磁导的分布波k以随后的式(1)表 示。

[数1]

$K=K_{av}+K_s\sin \frac{\pi }{{\tau }_P}\left(\frac{Z_1}{P}\right)X\mathrm{...}\left(1\right)$

另外，在上式(1)中，kav是磁导的平均值(average)。

图3(b)所示的基波旋转磁通密度在将B1设为B1sin(π/τ·x)时， 实际的旋转状态下的磁通密度波Bν成为随后的式(2)。

[数2]

$\begin{array}{c}Bv=B_1\sin \left(\frac{\pi }{{\tau }_P}X\right)·\{K_{av}+K_s\sin \frac{\pi }{{\tau }_P}\left(\frac{Z_1}{P}\right)X\}\\ =B_1{K}_{av}\sin \left(\frac{\pi }{{\tau }_P}X\right)+\frac{B_1{K}_s}{2}\{(-)\cos (1+\frac{Z_1}{P})\frac{\pi }{{\tau }_P}X+\cos (\frac{Z_1}{P}-1)\frac{\pi }{{\tau }_P}X\}\end{array}\mathrm{...}\left(2\right)$

根据上述式(2)可知，产生相对基波波形B1而90°滞后的(Z1/P+ 1)次的高次谐波旋转磁通B(Z1/P+1)、以及相对基波波形B1而90°超 前的(Z1/P－1)次的高次谐波旋转磁通B(Z1/P－1)。磁通与磁气电路 的面积成比例，所以是意味着产生次、以及次的旋转磁通。

如公知那样，次的磁通相对基波旋转磁通波正向且 90°滞后地旋转。另外，次的磁通相对基波旋转磁通波反向且以90°超前相位进行旋转。通常，电动机的平均1极的槽数(Z1/P) 大多使用12、18、24个。所以，分别地，作为(Z1/P－1)次产生11、 17、23次的反转磁通密度波，作为(Z1/P+1)次产生13、19、25次的 正转磁通密度波。

通过该次数ν为(Z1/P+1)次以及(Z1/P－1)次的高次谐波旋转 磁通在定子14-1的1次绕组w1产生高次谐波电压Vν(slot)， 在转子14－2的2次绕组w2产生高次谐波电压Vν’(slot)。这其中，(Z1 /P－1)次(11、17、23次)的高次谐波电压Vν’(slot)产生相对转子 14－2成为制动力的旋转磁通，如后述所示会消耗无用的电力，因此，需要 使其减少。以下，说明到(Z1/P－1)次的高次谐波的对应。

在本发明中，如图1以及图2所示，电力干线与高次谐波电流产生器 16连接，使恒定的ν次的高次谐波电流Iν(pls)在具有阻抗Zν(pall)的 电抗电路15中流动。由此，产生并放大高次谐波电压Vν(pls)＝Zν(pall)· Iν(pls)。通过该高次谐波电压Vν(pls)，来产生相对于以上述的槽21为 起因的ν次的高次谐波旋转磁通成为反相位的高次谐波旋转磁通 由此，减少高次谐波旋转磁通减少通过高次谐波旋 转磁通所产生的高次谐波电压Vν(slot)、Vν’(slot)。其结果是， 能够减少由于高次谐波电压Vν’(slot)而被无用地消耗的电力。

以下，使用向量图、图4说明上述的关系。

图4关于相数m为3，平均1极1相的线圈数q为3，平均1极对的 槽数为2mq，即，上述的(Z1/P)为18个的电动机中的17次高次谐波进 行表示。

在对电动机14的输入端子施加电源电压V1时，在定子14－1与转子 14-2之间，产生相对于电源的基波电压V1而90°滞后的旋转磁通在 定子14－1的1次绕组w1产生相对于该旋转磁通而90°滞后(相对于 电源电压V1而180°滞后)的反电动势E1。

在定子14－1与转子14－2的间隙中，产生与收纳着线圈的槽21的数 目对应的ν次的高次谐波旋转磁通该高次谐波旋转磁通相对由基波引起的旋转磁通而90°超前。另外，通过该高次谐波旋转磁 通在1次绕组w1产生高次谐波电压Vν(slot)。该高次谐波电 压Vν(slot)相对于高次谐波旋转磁通而90°超前。

对此，使相对于电源电压V1同相的ν次的高次谐波电流Iν(pls)从 图1以及图2所示的高次谐波电流产生器16，以图示方向向包括电源变压 器11的漏磁电抗+jνXt在内的电抗电路15流动。高次谐波电流Iν(pls) 通过向上述的电抗电路15流动，从而通过其阻抗Zν(pall)，在电抗电路 15两端产生由高次谐波电流引起的电压降。在将该高次谐波电压设为Vν (pls)时，成为Vν(pls)＝－Zν(pall)·Iν(pls)。电抗电路15的阻抗Zν (pall)如上述所示，包括电源变压器11的漏磁电抗+jνXt，所以，通过 I17(pls)流动而产生的高次谐波电压Vν(pls)如图4所示，成为相对于 电源电压V1而90°滞后的相位。

在此，在高次谐波电流产生器16于低压干线的末端连接的情况下，电 抗电路15的电抗成为电源变压器11的电抗Xt于低压干线12的电抗Xl的 合计值，求出阻抗Zν(pall)。

在该高次谐波电压Vν(pls)被施加到电动机14的1次绕组w1时， 如图1所示，ν次的励磁电流I(0)(ν，pls)向1次绕组w1流动。该励磁 电流I(0)(ν，pls)相对于Vν(pls)而90°滞后，所以，如图4所示产生 与励磁电流I(0)(ν，pls)同相的高周波旋转磁通即，基于高 次谐波电流产生器16的高周波旋转磁通与以槽为起因的高周波 旋转磁通的相位角θν(slot，pls)是180°，完全成为反相位。所 以，以槽为起因的高周波旋转磁通减少，通过该高周波旋转磁通 而产生的高次谐波电压Vν(slot)以及由此而在2次绕组w2感 应到的高次谐波电压V’ν(slot)减少。其结果是，能够减少由于高次谐 波电压Vν’(slot)而被无用地消耗的电力。

在此，从电力干线12供电的电动机14并不只是上述的平均1极对的 槽数即(Z1/P)为18个的电动机，大多是对相同电力干线12混合使用(Z1 /P)为12个或24个的电动机。即，如上述所示，对于电动机14，平均1 极的槽数(Z1/P)大多使用12、18、24个。因此，对于与电力干线12 连接的高次谐波电流产生器16，使用在电动机14中流动产生反转扭矩的混 合11次、17次、23次后的高次谐波电流的产生器。

该高次谐波电流产生器16流动的高次谐波电流Iν(pls)设为连续波电 流或者脉冲电流。首先，使用图5对高次谐波电流产生器16进行说明，该 高次谐波电流产生器16产生该高次谐波电流Iν(pls)的电流波形相对于基 本电源电压V1为11次、17次、23次的连续波电流。另外，图5表示1 相的量。实际的电力干线12是3相系统，所以，将图5所示的1相的量的 电路设置成应与构成3相的各相u、v、w的输入电压对应的3电路。

高次谐波电流产生器16如图5所示，由比较器51、带通滤波器(以下， BPF)52、相位电路53、可变电阻54、合成器55、以及输出电路56构成。

在比较器51的输入侧，输入来自各相(例如u相)的输入电压即基本 电源电压V1。通过该比较器51，得到并输出与基本电源电压V1同相的矩 形波。在该比较器51的输出侧，分别连接有11次、17次、23次的BPF521、 522、523。这些BPF521、522、523根据上述的矩形波电压得到11次、17 次、23次的高次谐波电压。

BPF521、522、523的输出侧连接有对应的相位电路531、532、533， 通过这些相位电路531、532、533，将11次、17次、23次高次谐波电压的 相位调整成相对基本电源电压V1的相位同相。进而，通过可变电阻541、 542、543对电压成分含有率进行调整后，输出到合成器55。

合成器55的输出侧连接有在构成干线12的1相的量的线u、v间设置 的输出电路56。输出电路56具有经由二极管以及电阻而在线u、v间反并 联地连接的作为最终级输出元件的电力晶体管或者MOS型FET(在图中示 出了MOS型FET)561、562。进而，这些电力晶体管或者MOS型FET(在 图中示出了MOS型FET)561、562的基极或者栅极分别经由偏置电路563、 564与上述的合成器55的输出侧连接。由此，通过在电力晶体管或者MOS 型FET561、562的基极或者栅极分别设置偏置电路563、564，来作为模拟 放大器发挥作用。

高次谐波电流产生器16如上述那样构成，所以，干线12的线间(在 图5中为u、v间)流动有包括相对于基本电源电压V1同相的11次、17 次、23次在内的高次谐波电流Iν(pls)。

另外，作为高次谐波电流产生器16的电路构成，还可以如图6所示那 样构成。即，在图5所示的电路中加入变压器565，经由该变压器565，将 各最终级输出元件561、562与直流电源+VOO、－VOO连接。在这样构 成时，即使在基本电源电压V1为负的半周期中，也能够通过施加直流电源 电压而流动高次谐波电流。

随后，对于高次谐波电流产生器16流动的高次谐波电流Iν(pls)为矩 形的脉冲波形的情况进行。在这种情况下，如图8所示，将基本电源电压 V1的峰值相位设为基准，构成为流动对称且宽度τ的矩形波脉冲。此时， 含有的各高次谐波电流成分Iν(pls)是与基本电源电压V1同相的。在这 样的脉冲电流的情况下，如含有最大23次的成分那样，脉冲占空比：τ/T 设为1/23以下，优选设为1/30以下。另外，T是基波的周期。

这种情况下的高次谐波电流产生器16如图7所示，由相位超前电路71、 比较器72、微分电路73以及输出电路74构成。

相位超前电路71虽然没有图示，但是由使用了OP放大器的积分电路 构成，具有并联电容器和相位调整用的可变电阻器。在该相位超前电路71 的输入点a输入有来自各相(例如u相)的输入电压即基波电源电压V1(图 9的波形a)。相位超前电路71通过调整上述的电阻器，由此，在输出点b， 输出有相对于基本电源电压V1而相位超前90°－τ/2的正弦波(图9的波 形b)。

该正弦波被输入到比较器72，成形为矩形波。所以，在其输出端c， 得到相对于基本电源电压V1的零点而相位在90°－τ/2超前点上升下降的 矩形波(图9的波形c)。

该矩形波被输入到微分电路并被微分。微分电路73如公知那样，由电 容器以及时间常数调整用的可变电阻器构成，通过输入上述的矩形波，由 此，在其输出点d，得到微分输出的指数函数波+Vg、－Vg(图9的波形 d)。

该微分输出+Vg、－Vg被输入到输出电路74。输出电路74由经由二 极管以及电阻而在线u、v间反并联地连接的作为最终级输出元件的电力晶 体管或者MOS型FET741、742构成，这些电力晶体管或者MOS型FET741、 742的基极或者栅极分别与微分电路73的输出侧连接，被施加上述的微分 输出+Vg、－Vg。

在此，在最终级输出元件741、742的基极或者栅极没有设置偏置电路， 所以，在最终级输出元件741、742中流动的输出电流(图9的波形e)成 为矩形脉冲+Id、－Id，如图8说明所示，将基本电源电压V1的峰值相位 设为基准，成为对称且宽度τ的矩形波脉冲。该矩形波脉冲+Id、－Id的 脉冲宽度τ能够通过对微分电路73的时间常数进行调整而调整成任意的宽 度。

随后，对于在图1中说明的电动机14的2次绕组w2的电力详细地说 明。首先，对于转差率进行说明。

在定子14－1与转子14－2的间隙产生的旋转磁通之中，如上述所示， 11次、17次、23次的成分相对于基波旋转磁通反向地旋转。对此，13次、 19次、25次的成分正向地旋转。在此，将定子上的ν次高次谐波的旋转磁 通的速度设为Nν。转子概略地以基波的同步速度N0进行旋转。转差率Sν 用随后的式(3)求出。

Sν＝(Nν－N0)/Nν···(3)

在11次、17次、23次的反转磁通的情况下，在向式(3)的Nν代入 －1/11、－1/17、－1/23时，得到+12、+18、+24作为Sν的值。在这种 情况下，电动机14相对于高次谐波成分作为制动机进行运行。即，流入到 2次绕组w2后的该次数的高次谐波电力没有被输出到负载的轴，而被2次 绕组w2消耗。

在13次、19次、25次的正转磁通的情况下，根据式(3)，Sν成为－ 12、－18、－24这样负的值。在这种情况下，流入到2次绕组w2后的该 次数的高次谐波电力相同地没有输出到负载的轴，而被再生到电源侧，只 要被电动机14的1次绕组w1、干线11的电阻消耗。

随后，对于电动机14的2次绕组w2中的由基波引起的电力进行观察。 图10是关于图1所示的电动机14的转子14－2部分，在2次绕组w2感应 到基波电压E1’的情况下的等效电路。

根据图10，基波的2次输入电力P1’，在将转差率设为S1时，2次输 入电力P1’用随后的式(4)求出。

[数3]

${P_1}^{,}=\frac{{\left({E_1}^{\prime }\right)}^2{r}_2}{{\left(\frac{r_2}{S_1}\right)}^2+{\left(X_2\right)}^2}\mathrm{...}\left(4\right)$

在此，作为5.5kw的电动机的一个例子，在设成r2＝0.3Ω，x2＝0.3Ω， S1＝0.04时，根据式(4)，P1’成为随后的式(5)。

P1’＝0.0177(E1’)²r₂···(5)

随后，对于施加有产生反转磁通的高次谐波的情况下的转子14－2中 的高次谐波电压含有率和消耗电力进行观察。

图11示出了关于图1所示的电动机14的转子14－2部分，高次谐波 电压Vν’(slot)被2次绕组w2感应到的情况下的2次绕组w2的等效电 路。将2次绕组w2中的与基波电压E1’相对的ν次的高次谐波电压Vν’ 的含有率设为Kν时，Kν以Kν＝Vν’/E1’表示。在将向2次绕组w2的 高次谐波输入电力设为Pν’时，通过图11得到随后的式(6)。

[数4]

${P_v}^{,}=\frac{{K_v}^2{\left({E_1}^{\prime }\right)}^2{r}_2}{{\left(\frac{r_2}{S_v}\right)}^2+{\left(X_2\right)}^2}\mathrm{...}\left(6\right)$

在此，在设为ν＝17时，根据上述的式(3)成为Sν＝+18。在5.5kw 的电动机中，如上述所示，由于r2＝0.3Ω，x2＝0.3Ω，所以，在将这些 代入到式(6)中时，17次的高次谐波输入电力P17’成为随后的式(7)。

P17’＝11.1Kν²(E1’)²r₂’···(7)

在向上述式(7)代入Kν＝1.26％，根据与上述的式(5)的关系求 出P17’时，成为P17’＝0.1P1’。即，在17次高次谐波电压的含有率为 1.26％时，基波的大致10％被2次绕组w2的电阻消耗。

因此，在该实施方式中，如在图4中说明那样，相对于以槽为起因而 产生的ν次的高次谐波旋转磁通基于通过来自高次谐波电流产 生器16的高次谐波电流Iν(pls)而在电抗电路15产生的ν次的高周波电 压Vν(pls)，产生成为反相位的高次谐波旋转磁通进而，通过 该成为反相位的高次谐波旋转磁通使以槽为起因而产生的ν次 的高次谐波旋转磁通减少。通过该高次谐波旋转磁通减少，高次谐波电压Vν(slot)以及由此而在2次绕组w2被感应到的高次 谐波电压Vν’(slot)减少。其结果是，能够减少由于高次谐波电压Vν’(slot) 而在2次绕组w2被无用地消耗的电力。

在此，如上述所示，对流入到2次绕组的高次谐波电力之中，11次、 17次、23次的高次谐波电力在2次绕组w2被消耗，13次、19次、25次 的高次谐波电力被再生到电源侧，通过电动机14的1次绕组w1、干线11 的电阻被消耗的情况进行了说明。所以，通常地，将该高次谐波电力部分 与基波的机械轴输出电力部分相加后的电力是电动机14的输入电力。

在上述的实施方式中，将在图1中说明的高次谐波产生部13设置于从 电源变压器11导出的电力干线12来构成节能设备，减少高次谐波电力部 分，所以，向从该电力干线12供电的电动机14的输入电力减少。

图12是表示向电动机14的2次绕组w2的输入电力相对于电动机的旋 转速度或者转差率的关系的特性图。在投入上述的节能设备前是以曲线a 表示的特性，但是，在投入了节能设备后移动到以曲线b表示的特性。所 以，电动机的转差率从Sa减少到Sb，向电动机14的输入电力减少。

表1表示对于22kw电动机关于节能设备投入前和投入后进行实测后的 结果。如该表1所示，在投入后约1个月，分别地，向电动机的输入电力 减少大致10％，转差率减少大致7％，电动机的旋转速度上升了转差率的 减少部分的量。

[表1]

电动机输入电力(KW) 转差率(％) 转子旋转速度(rpm) 投入前 16.5 4.1 1439 投入后 14.8 3.8 1449

随后，参照图13以后的附图对本发明的其他实施方式详细地说明。在 该实施方式中，在图1所示的电抗电路15内，如图13所示，追加了电容 器18。即，在电力干线12间连接电容器18，与上述的电源变压器11的电 阻Rt以及电抗+jνXt共同地构成在图14中后述的电抗电路15。即，电容 器18具有电容性电抗－jXc/ν，与上述的电源变压器11的电阻Rt以及电 抗+jνXt共同地构成共振到15次～23次(优选为16次～20次)的电抗电 路15。

另外，在该电力干线12间，连接有成为包括ν次(11次、17次、23 次等)的高次谐波在内的脉冲电流Iν(pls)的产生源的高次谐波电流产生 器16。该脉冲电流Iν(pls)所包括的ν次的高次谐波通过上述的电抗电路 15被放大。

在此，变压器11以及电抗电路15部分的等效电路能够如图14所示那 样进行改写。在图14中，变压器11的1次侧漏磁电抗11－1相对于变压 器11的励磁电路的电抗11－e显著的小，因此，1次侧漏磁电抗11－1成 为与被短路的情况相同。所以，电容器18如图14所示，与电阻Rt以及电 抗+jνXt并联连接，该电抗电路15构成并联共振电路。另外，将该电抗电 路15的并联阻抗设为Zν(pall)。在该电抗电路15部分，通过来自高次谐 波电流产生器16的脉冲电流Iν(pls)沿图示方向流动，由此，产生高次谐 波电源电压Vν(pls)。即，高次谐波电流产生器16成为流动用于产生高次 谐波电源电压Vν(pls)的ν次的脉冲电流Iν(pls)的电流源。

另外，电容器18以及高次谐波电流产生器16如图13所示设置于电源 变压器11的附近，或者与在低压干线12的末端连接的感应电动机14的输 入端子附近连接。

在该实施方式中，从与电力干线12连接的高次谐波电流产生器16开 始，如图15以及图16所示，相对于电源电压V1的峰值位置，在θpls度 超前的相位上升，使脉冲宽度Δθpls的矩形波的脉冲电流Iν(pls)向电抗 电路15流动。由此，通过其并联阻抗Zν(pall)，产生并放大高次谐波电 压Vν(pls)＝(－)Zν(pall)·Iν(pls)。通过该高次谐波电压Vν(pls) 产生高次谐波旋转磁通该高次谐波旋转磁通相对于以 上述的槽21为起因的ν次的高次谐波磁通之中产生反转扭矩的11次、17 次、23次的高次谐波旋转磁通而成为反相位。由此，使高次谐 波旋转磁通减少，使通过高次谐波旋转磁通而产生的 高次谐波电压Vν(slot)、Vν’(slot)减少。其结果是，能够减少由于高次 谐波电压Vν’(slot)而被无用地消耗的电力。

以下，使用向量图、图17A、图17B、图17C来说明上述的关系。

如上述所示，从与电力干线12连接的高次谐波电流产生器16开始， 相对于电源电压V1的峰值位置，在θpls度超前的相位上升，使脉冲宽度 Δθpls的脉冲电流Iν(pls)向具有并联连接电容器18后的阻抗Zν(pall) 的电抗电路15流动。即，上述的产生反转扭矩的次数ν的脉冲电流Iν(pls) 的各成分、I11(pls)、I17(pls)、I23(pls)向电抗电路15流动，由此， 产生并放大高次谐波电压Vν(pls)＝(－)Zν(pall)·Iν(pls)。

首先，对于通过脉冲电流Iν(pls)的成分I17(pls)产生的高次谐波 电压V17(pls)进行说明。在该高次谐波电压V17(pls)被施加到电动机 14的1次绕组w1时，如图13所示，ν次的励磁电流I(0)(ν，pls)(I(0) (17，pls))向1次绕组w1流动。该励磁电流I(0)(17，pls)相对于V17 (pls)而90°滞后，所以，产生与励磁电流I(0)(17，pls)同相的高周波 旋转磁通即，。基于脉冲产生器16的高周波旋转磁通 成为与以槽为起因的高周波旋转磁通反相位。所以， 以槽为起因的高周波旋转磁通减少，通过该高周波旋转磁通产生的高次谐波电压Vν(slot)，以及由此在2次绕组w2被感应到 的高次谐波电压V’ν(slot)减少。其结果是，能够减少由于高次谐波电 压Vν’(slot)而被无用地消耗的电力。

随后，对于电抗电路15的并联阻抗Zν进行说明。在该实施方式中， 将共振频率ν0设定成共振成17次的高次谐波。即，将图13以及图14所 示的电容器18的电容性电抗－jXc决定成以ν0＝17满足共振条件。

在此，对变压器11施加负载的情况下的17次的电压在从50KVA投入 到500KVA变压器的低压干线的实负载的情况下，增大到大致3倍，所以 将共振电路的尖锐度设为Q＝3。这样，在将尖锐度设为Q＝3，使用Xc＝ ν02Xt、Q＝ν0Xt/Rt时，并联阻抗Z17(pall)用随后的式(8)求出。

[数5]

$Z_{17\left(pall\right)}=\frac{X_c{X}_t}{Rt}-j\frac{X_c}{v_0}=X_t{v}_0(Q-j)\mathrm{...}\left(8\right)$

根据上式(8)，阻抗Z17(pall)的相位角成为18.4°滞后。

11次的高次谐波ν11的情况在代入上述的Xc＝ν02Xt＝172Xt时，并联 阻抗Z11(pall)用随后的式(9)求出。

[数6]

$\begin{array}{c}{Z}_{11\left(pall\right)}=\frac{\frac{-jXc}{V}(R_t+jVXt)}{(R_t+jVXt-j\frac{Xc}{V})}\frac{-jXc(R_t+jVXt)}{{\mathrm{VR}}_t+j(V^{2}Xt-Xc)}\\ =(16.77+j15.31)Xt\end{array}\mathrm{...}\left(9\right)$

根据上式(9)，与共振时相对的相位角成为θ11＝42.4°。

23次的高次谐波ν23的情况通过相同的计算方法，并联阻抗Z23(pall) 用随后的式(10)求出。

Z23(pall)＝8.22－j31.4···(10)

根据上式(10)，与共振时相对的相位角成为θ23＝75.3°。

随后，对于通过来自高次谐波电流产生器16的脉冲电流Iν(pls)，在 电抗电路15产生的高次谐波电压Vν(pls)进行说明。

脉冲电流Iν(pls)如图16以及图17A～C所示，从作为基波的电源电 压V1的峰值的定时到θpls前产生，是宽度Δθpls的矩形波。对于该脉冲电 流Iν(pls)为矩形波，其产生相位为θpls，宽度为Δθpls的情况，用图8 表示通过计算机进行傅立叶解析后的结果，将其数值表示到表2中。

[表2]

矩形脉冲的情况下的各高次谐波的相位

表2表示使用各Iν(pls)的相位角、以及各高次谐波的电抗电路15 的相位角来计算出的高次谐波电压Vν(pls)的相位。进而，在该相位相对 于电源电压V1而90°滞后±30°以内时，相对于以槽为起因的Vν(slot)， 进入到反相位的范围，将其作为能够减少并判断为“良”。

图18设为矩形波的产生相位：θpls＝+9°，宽度：Δθpls＝6°，增量 0.05°，并分别地对于11次用图19A，17次用图19B，对于23次用图 19C来表示向量关系。

在此，在对于17次进行说明时，如图19B以及表2的相关栏所示，sin 的值为0.056，cos的值为0.012，I17(pls)的频谱值如表2的相关栏所 示，成为0.057，相对于电源电压V1而102.1°超前。高次谐波电压Vν (pls)是Vν(pls)＝(－)Zν(pall)·Iν(pls)，阻抗Z17(pall)的相位 角θZ(pall)是18.4°滞后，所以，高次谐波电压V17(pls)的相位角成 为96.3°。

表2是关于相互不同的相位以及脉冲宽度的各矩形波将图18所示的傅 立叶解析结果归纳后的表。在该表2中，例如，将脉冲相位θpls为9.0°、 脉冲宽度Δθpls为5.0°的情况中的、脉冲电流Iν(pls)所含有的17次成 分的高次谐波的各向量表示到图17A中。

傅立叶级数分解计算的结果如表2所示，矩形波脉冲I17(pls)在脉冲 宽度Δθpls为5.0°的情况下，是相对于电源电压V1而θI17pls＝108.8° 超前。另外，阻抗Z17(pall)的相位角θZ(pall)是18.4°，所以，高次 谐波电压Vν(pls)相对于－I17(pls)而18.4°。所以，在将高次谐波电 压V17(pls)的相位设为θV17(pls)时，

成为θV17(pls)＝(－){180°－θ17(pls)+θZ(pall)}＝－89.6°。 即，高次谐波电压V17(pls)是相对于电源电压V1而89.6°滞后，与相 对于电源电压V1而90°超前的Vν(slot)相对地概略地成为反相位，能够 减少高次谐波电压Vν(slot)。

在脉冲相位θpls为9.0°、脉冲宽度Δθpls为5.0°的情况下，将11 次的高次谐波的各向量表示到图17B中。即，脉冲电流Iν(pls)的11次 的成分的相位是相对于电源电压V1而θI11pls＝72.6°超前。另外，阻抗 Z11(pall)的相位角θZ(pall)是42.4°超前，所以，高次谐波电压Vν (pls)相对于－I11(pls)而42.4°超前。所以，在将高次谐波电压V11 (pls)的相位设为θV11(pls)时，

成为θV11(pls)＝(－){180°－θ11(pls)－θZ(pall)}＝－65.1°。 即，高次谐波电压V11(pls)是相对于电源电压V1而65.1°滞后，即使 在该情况下，也与相对于电源电压V1而90°超前的Vν(slot)相对地概略 地成为反相位，能够减少高次谐波电压Vν(slot)。

在脉冲相位θpls为9.0°、脉冲宽度Δθpls为5.0°的情况下，将23 次的高次谐波的各向量表示到图17C中。即，脉冲电流Iν(pls)的23次 的成分的相位是相对于电源电压V1而θI23pls＝149.1°超前。另外，阻抗 Z23(pall)的相位角θZ(pall)是75.3°滞后，所以，高次谐波电压Vν (pls)相对于－I23(pls)而75.3°滞后。所以，在将高次谐波电压V23 (pls)的相位设为θ23(pls)时，

成为θV23(pls)＝(－){180°－θ23(pls)+θZ(pall)}＝－106.2°。 即，高次谐波电压V23(pls)是相对于电源电压V1而106.2°滞后，即使 在该情况下，也与相对于电源电压V1而90°超前的Vν(slot)相对地概略 地成为反相位，能够减少高次谐波电压Vν(slot)。

这样，在脉冲相位θpls为9.0°、脉冲宽度Δθpls为5.0°的情况下， 11次、17次、23次的高次谐波电压V11(pls)、V17(pls)、V23(pls)均 收束于相对电源电压V1而90°滞后±30°以内。即，相对于以槽为起因的 高次谐波电压Vν(slot)而概略地成为反相位，能够有效地减少以槽为起 因的高次谐波电压Vν(slot)，在表2评价为“良”。

即，在脉冲电流Iν(pls)为矩形波，在脉冲相位θpls为9.0°的情况 下，脉冲宽度Δθpls到4～6°为止，在脉冲相位θpls为10.0°的情况下，脉 冲宽度Δθpls为6～8°为止，在脉冲相位θpls为10.8°的情况下，脉冲宽度 Δθpls为6.5～8.2°为止的范围时，均评价为“良”。

随后，来自与电力干线12连接的高次谐波电流产生器16的高次谐波 电流Iν(pls)相对于电源电压V1的峰值位置而在θpls度超前的相位上升， 对宽度Δθpls的指数函数波的情况进行。即使在这种情况下，通过使指数 函数波Iν(pls)向电抗电路15流动，由此，通过其并联阻抗Zν(pall)， 产生并放大高次谐波电压Vν(pls)＝(－)Zν(pall)·Iν(pls)。

图20表示通过计算机对指数函数波进行傅立叶解析后的结果，其数值 表示到表3中。

[表3]

指数函数脉冲波形的情况下的相位

表3与表2相同地表示使用各Iν(pls)的相位角、以及各高次谐波的 电抗电路15的相位角来计算出的高次谐波电压Vν(pls)的相位。进而， 在该相位相对于电源电压V1而90°滞后±30°以内时，相对于以槽为起因 的Vν(slot)，进入到反相位的范围，将其作为能够减少并判断为“良”。

图20设为指数函数波的产生相位：θpls＝+10°，宽度：Δθpls＝7°， 增量0.05°，并分别地对于11次用图21A，17次用图21B，对于23次 用图21C来表示向量关系。

在此，在对于17次进行说明时，sin的值为0.035，cos的值为0.009， I17(pls)的频谱值如表3的相关栏所示，成为0.036，相对于电源电压 V1而104.4°超前。高次谐波电压Vν(pls)是Vν(pls)＝(－)Zν(pall)· Iν(pls)，阻抗Z17(pall)的相位角θZ(pall)是18.4°滞后，所以，高 次谐波电压V17(pls)的相位角成为94.0°。

表3是关于相互不同的相位以及宽度将图20所示的傅立叶解析结果归 纳后的表。

傅立叶级数分解计算的结果如表3所示，指数函数波脉冲I17(pls)在 脉冲相位θpls为10.0°、脉冲宽度Δθpls为7.0°的情况下，是相对于电源 电压V1而θ17(pls)＝104.4°超前。另外，阻抗Z17(pall)的相位角θZ (pall)是18.4°，所以，高次谐波电压Vν(pls)相对于－I17(pls)而 18.4°。所以，在将高次谐波电压V17(pls)的相位设为θV17(pls)时，

成为θV17(pls)＝(－){180°－θ17(pls)+θZ(pall)}＝－94.0°。 即，高次谐波电压V17(pls)相对于电源电压V1而成为94.0°滞后相位。

即使对于11次、23次，也根据表3的值通过相同的计算，11次的高 次谐波电压V11(pls)为－81.6°，23次的高次谐波电压V23(pls)为 －97.1°。这些值即使在任意的次数中，都收束于－90°±30°以内，将 以槽为起因的高次谐波电压Vν(slot)作为能够减少并判断为“良”。

所以，在高次谐波电流Iν(pls)为指数函数波，相位θpls为7.0°的 情况下，宽度Δθpls为1°，在相位θpls为8°的情况下，宽度Δθpls为2°， 在相位θpls为9°的情况下，宽度Δθpls为4～6°，在相位θpls为9°的情况 下，宽度Δθpls为4～6°，在相位θpls为10°的情况下，宽度Δθpls为4～ 20°，在相位θpls为10.8°的情况下，宽度Δθpls为4～15°的范围时，均评 价为“良”。

随后，来自与电力干线12连接的高次谐波电流产生器16的高次谐波 电流Iν(pls)相对于电源电压V1的峰值位置而在θpls度超前的相位上升， 对宽度Δθpls的三角波的情况进行说明。即使在这种情况下，通过使指数 函数波Iν(pls)向电抗电路15流动，由此，通过其并联阻抗Zν(pall)， 产生并放大高次谐波电压Vν(pls)＝(－)Zν(pall)·Iν(pls)。

图22是表示通过计算机对三角波进行傅立叶解析后的结果，其数值表 示到表4中。

[表4]

三角波脉冲波形的情况下的相位

表4与表2相同地表示使用各Iν(pls)的相位角、以及各高次谐波的 电抗电路15的相位角来计算出的高次谐波电压Vν(pls)的相位。进而， 在该相位相对于电源电压V1而90°滞后±30°以内时，相对于以槽为起因 的Vν(slot)，进入到反相位的范围，将其作为能够减少并判断为“良”。

图22设为三角波的产生相位：θpls＝+10°，宽度：Δθpls＝16°，增 量0.05°，并分别地对于11次用图23A，17次用图23B，对于23次用 图23C来表示向量关系。

在此，在对于17次进行说明时，sin的值为0.043，cos的值为0.0175， I17(pls)的频谱值如表4的相关栏所示，成为0.046，相对于电源电压 V1而112.1°超前。阻抗Z17(pall)的相位角θZ(pall)是18.4°滞后， 所以，高次谐波电压V17(pls)的相位角成为86.3°。

表4是关于相互不同的相位以及宽度的各三角波将图22所示的傅立叶 解析结果归纳后的表。在该表4中，上述的θpls＝+10°、宽度：Δθpls＝ 16°的情况下，在17次时，高次谐波电压V17(pls)的相位角是86.3°， 在23次时是99.7°，均进入到90°滞后±30°的范围内，但是在11次时， 成为53.1°，所以，作为通过11次、17次、23次得到的整体的评价并不 能变成“良”。

作为通过11次、17次、23次得到的整体的评价变成“良”的情况是， 根据表4，在相位θpls为8.0°的情况下，宽度Δθpls为5～6°，在相位θpls 为9°的情况下，宽度Δθpls为9°，在相位θpls为10°的情况下，宽度Δθpls 为11°以上且到22°为止，在相位θpls为10.8°的情况下，宽度Δθpls为 10.8°以上且到30°为止，在相位θpls为12.6°的情况下，宽度Δθpls为 25～28°这些是有效的组合，评价为“良”。

这样，相对于以槽为起因而产生且产生反转扭矩的ν次(11、17、23 次)的高次谐波旋转磁通以与其相同的次数使反相位的高次谐 波旋转磁通基于高次谐波电流Iν(pls)而产生来减少高次谐波旋 转磁通由此，能够提高电动机的效率。

作为在电源电压的峰值前的相位得到这样的脉冲电流的方式之一，使 用图24所示的构成。图24是能通过CR整流电路得到模拟矩形脉冲电流 的方式。在该方式中，将具有电源电压E的电源241连接到全波整流电路 242的交流输入侧，在输出侧连接由电容器243以及电阻244构成的并联电 路。即，其构成是：该电路具有通过电源电压E的半波被充放电的电容器 243以及与该电容器243并联连接的放电电阻244，通过由电容器243的静 电电容C与放电电阻244的电阻值R构成的时间常数CR，在比上述半波 的峰值相位更靠前的相位产生规定脉冲宽度τ的模拟矩形脉冲电流。使用 图25来说明该关系。

对图24所示的电容器243施加被整流后的电源电压E，在t0的定时被 充电到电压E的峰值值Ep1。在t0以后的半周期，被充电到电容器243的 电荷通过电阻244以时间常数CR进行放电，电容器的端子电压Cv缓缓地 降低。进而，在定时t1’降低到Ep2。此时，电源电压E是上升中，t1’ 以后到t0’为止期间，充电电流向电容器23流动，这作为脉冲电流Iν(pls)、 －Iν(pls)而产生。将其作为图13的高次谐波电流产生器16进行置换时， 电源241是电源电压V1的电力干线，如图16、图17A～C所示，输出电 源电压V1的峰值前的脉冲电流Iν(pls)。

由该电路引起的波形如图25(b)所示，上升时间短，下降时间较长。 因此，如图17A～C所示，将上升定时设为脉冲产生相位θpls，将到峰值 电流值A的33％降低点为止的宽度设为脉冲宽度Δθpls。在50Hz的情况下， R＝16.4kΩ，C＝27μF，在时间常数＝440ms的情况下，得到0.2A，θpls ＝10.8°，Δθpls＝7～8°。另外，在50Hz的情况下，R＝20kΩ，C＝22μF， 在时间常数＝440ms的情况下，得到0.15A，θpls＝10.8°，Δθpls＝7～8°。

除此之外，作为输出电源电压V1的峰值前的脉冲电流Iν(pls)的电 路，还可以使用图26所示的电子电路。这种情况下的高次谐波电流产生器 16如图26所示，由相位超前电路261、比较器262、微分电路263、偏置 电路264、以及输出电路265构成。另外，这些各部分的电压、电流的定时 表示到图27中。

相位超前电路261虽然没有图示，但是由使用OP放大器的积分电路 构成，具有并联电容器和相位调整用的可变电阻器。在该相位超前电路261 的输入点a输入有来自各相(例如u相)的输入电压即作为基波的电源电 压V1(图27的波形a)。相位超前电路261通过调整上述的电阻器，由此， 在输出点b输出有相对于基本电源电压V1而相位是90°－θpls超前的正弦 波电压(图27的波形b)。另外，该相位超前电路261还可以设为数字计算 方式。

该正弦波被输入到比较器262，成形为矩形波。所以，在其输出端c 能得到相对于基本电源电压V1的零点而相位在90°－θpls超前点上升下降 的矩形波(图27的波形c)。

该矩形波被输入到微分电路263并被微分。微分电路263如公知那样， 由电容器以及时间常数调整用的可变电阻器构成，通过上述的矩形波被输 入，由此，在其输出点d分别得到微分输出的指数函数波+Vg、－Vg(图 27的波形d)。

在微分电路263的输出侧连接有在构成干线12的1相分的线u、v间 设置的输出电路265。输出电路265具有经由二极管以及电阻而在线u、v 间反并联地连接的作为最终级输出元件的电力晶体管或者MOS型FET(在 图中示出了MOS型FET)2651、2652。进而，这些电力晶体管或者MOS 型FET(在图中示出了MOS型FET)2651、2652的基极或者栅极分别经 由偏置电路264与上述的微分电路263的输出侧连接。由此，通过在电力 晶体管或者MOS型FET2651、2652的基极或者栅极分别设置偏置电路264， 来作为模拟放大器发挥作用。

通过上述构成，微分输出+Vg、－Vg分别被输入到输出电路265，并 被施加到作为最终级输出元件的电力晶体管或者MOS型FET2651、2652 的基极或者栅极。因此，在最终级输出元件2651、2652中流动输出电流+ Id、－Id(图27的波形e)，并作为脉冲电流Iν(pls)被输出。

在此，脉冲电流Iν(pls)通过调整相位超前电路261的可变电阻值， 能够在比电源电压V1的峰值相位更超前θpls的相位来产生脉冲。另外， 脉冲宽度Δθpls通过使微分电路263的可变电阻值，能够调整成任意的宽 度。

表5表示对相对于75kw负载(冷冻机电动机)，投入本发明装置，将 施加17次的连续波电流I17(pls)＝0.05A后的情况下的输入电力与未投 入的情况进行比较，并测量其变化的情况。作为效果，如表所示，产生大 致11％的电力降低。

[表5]

表6表示对相对于同上的负载(冷冻机电动机)，施加11次的连续波 电流I11(pls)＝0.05A后的情况下的输入电力进行测量后的情况。产生 大致5％的电力降低。根据该结果，作为负载的电动机的(Z1/P)具有是 18个的可能性。

[表6]

表7表示对相对于同上的负载(冷冻机电动机)，施加23次的连续波 电流I23(pls)＝0.05A后的情况下的输入电力进行测量后的情况。产生 大致4％的电力降低。

[表7]

表8表示对相对于同上的负载(冷冻机电动机)，施加加上上述的11 次、17次、23次的高次谐波电流各0.05A后得到的连续波电流后的情况 下的输入电力进行测量的情况。产生大致14％的电力降低。

[表8]

表9表示对相对于同上的负载(冷冻机电动机)，施加与电源电压V1 的峰值值对称且宽度Δθpls＝7.2°(在50Hz的情况下τ＝0.4ms)的1. 0A的矩形波脉冲电流后的情况下的输入电力进行测量后的情况。产生大致 11.2％的电力降低。

[表9]

表10表示对连接有共振成17次的并联电容器，相对于电源电压V1 的峰值的定时而为θpls＝10°(在50Hz的情况下τ＝0.55ms)超前，宽 度Δθpls＝7°(在50Hz的情况下τ＝0.4ms)的矩形波脉冲电流Iν(pls) 流动0.5A的情况下的、负载(22kw送风机用电动机)的输入电力进行测 量后的情况。产生大致12.6％的电力降低。

[表10]

表11表示对连接有共振成17次的并联电容器，相对于电源电压V1 的峰值的定时而为θpls＝9°(0.5ms)超前，宽度Δθpls＝5°(0.28ms) 的矩形波脉冲电流Iν(pls)流动0.5A的情况下的、负载(22kw送风机 用电动机)的输入电力进行测量后的情况。产生大致11.6％的电力降低。 [表11]

表12表示对连接有共振成17次的并联电容器，相对于电源电压V1 的峰值的定时而为θpls＝8.1°(0.45ms)超前，宽度Δθpls＝5.4°(0. 3ms)的矩形波脉冲电流Iν(pls)流动0.5A的情况下的、负载(22kw送 风机用电动机)的输入电力进行测量后的情况。该情况的效果(电力降低) 少3％。这被认为是由于如表2所示，17次、23次的高次谐波电压V17(pls)、 V23(pls)相对于以槽为起因的高次谐波电压Vν(slot)而不是反相位。

[表12]

表13表示对连接有共振为17次的并联电容器，为θpls＝7°(0.4ms) 超前，宽度Δθpls＝6°(0.33ms)的指数函数脉冲电流Iν(pls)流动0. 5A的情况下的、负载(22kw送风机用电动机)的输入电力进行测量后的 情况。即使在这种情况下，效果(电力降低)少2.4％。这被认为是由于 如表3所示，17次、23次的高次谐波电压V17(pls)、V23(pls)相对于 以槽为起因的高次谐波电压Vν(slot)而不是反相位。

[表13]

表14表示对连接有共振成17次的并联电容器，为θpls＝9°(0.5ms) 超前，宽度Δθpls＝5°(0.28ms)的指数函数脉冲电流Iν(pls)流动0. 5A的情况下的、负载(22kw送风机用电动机)的输入电力进行测量后的 情况。得到12.5％效果(电力降低)。

[表14]

表15表示对连接有共振成17次的并联电容器，为θpls＝10.8°(0. 6ms)超前，宽度Δθpls＝7°(0.4ms)的指数函数脉冲电流Iν(pls)流 动0.5A的情况下的、负载(22kw送风机用电动机)的输入电力进行测量 后的情况。得到11.7％效果(电力降低)。

[表15]

表16中，对装备CR电路方式(R＝16kΩ，C＝27μF，时间常数＝440ms， Iν(pls)＝0.15A)和共振成17次的并联电容器后的情况下的、负载(22kw 送风机用电动机)的输入电力进行了测量。其结果是，得到12.6％效果(电 力降低)。这相当于表2的θpls＝10.8°、宽度Δθpls＝7.2°的矩形波。

[表16]

表17中，对装备CR电路方式(R＝22kΩ，C＝33μF，时间常数＝726ms， Iν(pls)＝0.15A)和共振成17次的并联电容器后的情况下的、负载(22kw 送风机用电动机)的输入电力进行了测量。其结果是，效果(电力降低) 少3.3％。这相当于表2的θpls＝7.2°、宽度Δθpls＝5.4°的矩形波， 认为是由于17次、23次的高次谐波电压V17(pls)、V23(pls)相对于以 槽为起因的高次谐波电压Vν(slot)而不是反相位。

[表17]

表18表示使一般房屋的负载(除电灯负载之外，还有空调1台、电风 扇4台等)从时刻2：10开始到4：20为止连续运行，每规定时间对使用 电力进行测量后的情况。在该例子中，在中途的3：40的定时，将本发明 的节能装置(节能，Saver)打开，与电源电压V1同相或者反向的17次的 高次谐波连侧电流流动0.03A的情况下的使用电力的推移。在该例子中， 通过向节能打开的切换，平均电力降低大致7％。

[表18]

表19表示相同地使一般房屋的负载从时刻2：10开始到4：20为止连 续运行，每规定时间对使用电力进行测量的情况。在该例子中，在中途的3： 30的定时，将节能打开，与电源电压V1同相或者反向的11次的高次谐波 连侧电流流动0.03A的情况下的使用电力的推移。在该例子中，通过向节 能打开的切换，平均电力降低大致11％。由此，一般电动机的平均1极的 槽数(Z1/P)大多数可能性是12个

[表19]

表20是进行在A办公室的某个特定时刻(PM3：00)投入节能设备的 实验，并关于该试验的前后，对“高压受电用累计电力计”“冷冻机专用的 累计电力计”“辅机专用的累计电力计”的各平均值进行比较后的表。根据 表2，节能设备投入后与投入前相比，各累计电力计的平均值减少。

[表20]

表21表示在B办公室进行了相同的实验后的结果。根据表3可知，在 投入节能设备后的15时15分以后与其以前，平均电力的减少率是14.3 ％。

[表21]

表22中，关于A办公室中的各种电动机，进行对节能设备投入后1 个月的“输入电流”“输入电力”“温度变化”进行计测的实验，并将这些 值与投入前进行比较并表示。根据表可知，节能设备投入后1个月中的各 值与投入前相比分别减少。

[表22]

表23是对具有75KW大型冷冻机的办公室C中的高压受电用累计电 力计的平均电力量从平成18年开始到平成24年7月为止进行计测后的值。 其中，从平成23年10月开始到平成24年1月为止，将使用了基于半波整 流方式的脉冲产生器后的节能装置投入，之后，将使用了基于全波整流方 式的脉冲产生器后的节能装置投入，进行实证实验后的结果的数据。根据 表可知，从投入节能装置后的平成23年10月开始的数据比到此为止的同 月的数据低，产生了节能下降。尤其是可以看出，将使用了基于全波整流 方式的脉冲产生器后的节能装置投入后的平成24年2月以后的节能效果是 显著的。

[表23]

对本发明的几个实施方式进行了说明，但这些实施方式是作为例子而 提出的，并没有意图限定发明的范围。例如，还能够在商用频率(基本频 率)的1周期内对电源电压细致地采样，通过进行数字计算来产生电源电 压的最大值的定时。这些实施方式可以以其他各种方式进行实施，在不超 出发明主旨的范围内，可进行各种省略、调换以及变更。这些实施方式及 其变形包括在发明的范围和主旨内，同样，也包括在专利请求所记载的发 明和与其等同的范围内。

符号的说明

11···变压器

12···电力干线

13···高次谐波产生部

14···电动机

14－1···定子

14－2···转子

15···电抗电路

16···高次谐波电流产生器

18···共振用的电容器

21···槽