在反激转换器中判断负载状态的电路及方法

摘要

本发明涉及电源转换系统，是在电压转换器中对输出电流进行检测并计算，判断转换器是否进入过载状态。利用提供预设电流的第一电流源为第一电容充电和利用提供参考电流的第二电流源为第二电容充电，将第一电容上变化的电压输入到一个比较器的正相输入端和将第二电容上变化的电压输入到比较器的反相输入端，当反激转换器传输给负载的输出电流发生变化引起预设电流变化时，利用比较器输出的比较结果检测负载状态。

说明书

技术领域

本发明主要涉及电源转换系统，确切地说，是在应用于电源领域的电压反激转换器中 对输出电流进行检测并计算，判断转换器是否进入过载状态。

背景技术

在常规的电源转换系统中，通常会采用进行恒压或恒流控制的开关电源方式。在电源 转换系统中变压器的初级绕组上控制开关元件的开启或断开，在变压器的初级绕组上周期 性的产生流经的开关元件的电流，并且初级侧的能量传递给次级侧，在次级绕组上产生的 交流电经过注入二极管及电容器等整流滤波后，转化成直流电供给负载。

但如何精准的预算出提供给负载的输出电流是一个苛待解决的难题，因为这是我们精 确地设计拓扑的主要因素之一，尤其是能够在电流连续模式CCM和电流断续模式DCM 都兼容的前提下，计算出输出电流更是现有技术所难以企及的一个问题。进一步而言，如 何将计算出的输出电流或与输出电流成比例的电流设置为判断反激电压转换器是否进入 过载状态的依据，是我们需要解决的问题。

发明内容

在本发明提供的一种在反激转换器中判断负载状态的电路中，包括：一个侦测模块， 检测流经与初级绕组串联的一个感应电阻上的初级电流，并在用于控制初级绕组接通或断 开的一个主开关被一个控制信号关断的瞬间，探测出流经感应电阻的关断电流值I_OFF，以 及在用于屏蔽初级电流起始尖峰脉冲的一个前沿消隐信号的有效状态结束的瞬间，探测出 流经感应电阻的消隐电流值I_LEB；一个提供预设电流I_SUM的第一电流源和一个提供参考电 流I_REF的第二电流源，预设电流I_SUM包含了由关断电流值I_OFF和消隐电流值I_LEB相加得到 的和值因子，可理解为预设电流I_SUM与该和值被设定为成预设比例关系K；一个利用第 一电流源充电的第一电容和一个利用第二电流源充电的第二电容；一个比较器，将第一电 容上变化的电压输入到比较器的正相输入端和将第二电容上变化的电压输入到比较器的 反相输入端，当反激转换器传输给负载的输出电流发生变化引起预设电流I_SUM变化时， 利用比较器输出的比较结果检测负载状态。

上述电路，预设电流I_SUM等于关断电流值I_OFF和消隐电流值I_LEB两者求和的和值的 二分之一。上述电路，第一电流源和第一电容之间连接有一个开关，该开关在所述主开关 的每个周期T_S内仅仅在主开关的关断时段T_OFF内接通，在每个周期的余下时段关断。

上述电路，第一电容的电容值为C₁₁及第二电容的电容值为C₁₂，以预设电流I_SUM是 否超过一个设定的额定电流值I_SUM1来判断负载是否进入过载状态，并且

$I_{\mathrm{SUM}1}=\frac{T_S}{T_{\mathrm{OFF}}}\times I_{\mathrm{REF}}\times \frac{C_{11}}{C_{12}}.$

上述电路，第二电流源和第二电容之间连接有一个开关，该开关在所述主开关的每个 周期开始导通的时刻开始被接通，直至每个周期的二分之一的时刻才被关断；并且第二电 流源提供两倍的参考电流I_REF，使第二电容在周期T_S总时间的二分之一结束时充电的总 电压维持在：

$\frac{\frac{T_S}{2}\times (2\times I_{\mathrm{REF}})}{C_{12}}=\frac{T_S\times I_{\mathrm{REF}}}{C_{12}}.$

上述电路，设置第一电容的电容值C₁₁与第二电容的电容值C₁₂相等。

上述电路，当实际预设电流I_SUM超过额定电流值I_SUM1时，每个周期T_S之中在主开 关的关断时段T_OFF内，比较器的输出会从低电平翻转成高电平；或者当实际预设电流I_SUM低于额定电流值I_SUM1时，在每个周期T_S之中比较器的输出都维持在低电平。

上述电路，还包括接收比较器输出结果的单稳态触发器和包括与单稳态触发器连接的 计数器，比较器每次从低电平翻转成高电平的上升沿的时刻，诱发单稳态触发器输出一个 高电平信号给计数器，当计数器在连续的数个周期中的每个周期内都收到单稳态触发器输 出的高电平信号，则计数器发出一个负载进入重负载状态的过载保护信号。

上述电路，包括与第一电容并联的一个开关和与第二电容并联的一个开关，于每个周 期结束的时刻被触发接通，从而将与第一电容并联的开关和与第二电容并联的开关予以接 通，以同步对第一、第二电容实施瞬时放电。

上述电路，还包括一个采样保持锁存器，所述侦测模块具有一个第一电压电流转换器， 采集用于表征初级电流大小的跨于感应电阻上的电压感测信号，并将电压感测信号转换成 流经连接在第一电压电流转换器的电流输出端和接地端之间的一个转换电阻的中间电流； 在主开关关断的瞬间，侦测模块将该瞬间施加于转换电阻上的电压转换成与关断电流值 I_OFF对应的电压感测信号输送给采样保持锁存器储存；在前沿消隐信号的有效状态结束的 瞬间，侦测模块将该瞬间施加于转换电阻上的电压转换成与消隐电流值I_LEB对应的电压感 测信号输送给采样保持锁存器储存。

上述电路，侦测模块包括第一电压跟随器，其正输入端连接到第一电压电流转换器的 电流输出端；在第一电压跟随器的输出端和采样保持锁存器的第一存储电容的一端之间连 接有受控制信号驱动的第一开关，控制信号从第一状态翻转成第二状态将主开关关断的瞬 间，第一开关同步被关断，此刻中间电流在转换电阻上产生的电压被第一电压跟随器转换 成与关断电流值I_OFF对应的电压感测信号存储在第一存储电容中。

上述电路，侦测模块包括第二电压跟随器，其正输入端连接到第一电压电流转换器的 电流输出端；在第二电压跟随器的输出端和采样保持锁存器的第二存储电容的一端之间连 接有受前沿消隐信号驱动的第二开关，在前沿消隐信号从第一状态翻转成第二状态的瞬 间，第二开关同步被关断，此刻中间电流在转换电阻上产生的电压被第二电压跟随器转换 成与消隐电流值I_LEB对应的电压感测信号存储在第二存储电容中。

上述电路，还包括电流求和单元，其具有的第二电压电流转换器将采样保持锁存器储 存的对应于关断电流值I_OFF的电压感测信号恢复转换成从第二电压电流转换器的电流输 出端流出的与关断电流值I_OFF等值的电流；电流求和单元具有的第三电压电流转换器将采 样保持锁存器储存的对应于消隐电流值I_LEB的电压感测信号恢复转换成从第三电压电流 转换器的电流输出端流出的与消隐电流值I_LEB等值的电流；第二、第三电压电流转换器各 自输出的电流汇聚流过该两者的电流输出端互连处的公共节点与接地端之间的一个求和 电阻，且电流求和单元具有的一个第三电压跟随器的正输入端连接到该公共节点处，第三 电压跟随器输出的电压V_TRS等于(I_LEB+I_OFF)乘以求和电阻的电阻值R_SUM，籍此撷取关 断电流值I_OFF和消隐电流值I_LEB相加得到的和值。

在另一个实施例中，本发明还提供了一种在反激转换器中判断负载状态的方法，包括 以下步骤：检测流经与初级绕组串联的一个感应电阻上的初级电流，并在用于控制初级绕 组接通或断开的一个主开关被一个控制信号关断的瞬间，探测出流经感应电阻的关断电流 值I_OFF，以及在用于屏蔽初级电流起始尖峰脉冲的一个前沿消隐信号的有效状态结束的瞬 间，探测出流经感应电阻的消隐电流值I_LEB；利用提供预设电流I_SUM的第一电流源为第一 电容充电和利用一个提供参考电流I_REF的第二电流源为第二电容充电，预设电流I_SUM包 含了由关断电流值I_OFF和消隐电流值I_LEB相加得到的和值因子，可理解为该预设电流I_SUM与该和值因子实质上被设定为成一个预设比例关系K；将第一电容上变化的电压输入到一 个比较器的正相输入端和将第二电容上变化的电压输入到该比较器的反相输入端，当反激 转换器传输给负载的输出电流发生变化引起预设电流I_SUM变化时，利用比较器输出的比 较结果检测负载状态。

上述方法，设定所述预设电流I_SUM等于关断电流值I_OFF和消隐电流值I_LEB两者求和 的和值的二分之一。上述方法，在第一电流源和第一电容之间连接一个开关，该开关在所 述主开关的每个周期T_S内仅仅在主开关的关断时段T_OFF内接通，为第一电容充电，在每 个周期的余下时段关断。

上述方法，设定第一电容的电容值为C₁₁及第二电容的电容值为C₁₂，以预设电流I_SUM是否超过一个设定的额定电流值I_SUM1来判断负载是否进入过载状态，并且

$I_{\mathrm{SUM}1}=\frac{T_S}{T_{\mathrm{OFF}}}\times I_{\mathrm{REF}}\times \frac{C_{11}}{C_{12}}.$

上述方法，在第二电流源和第二电容之间连接一个开关，该开关在所述主开关的每个 周期开始导通的时刻开始被接通，为第二电容充电，直至每个周期的二分之一的时刻才被 关断；并且第二电流源提供两倍的参考电流I_REF，使第二电容在周期T_S总时间的二分之 一结束时充电的总电压维持在：

$\frac{\frac{T_S}{2}\times (2\times I_{\mathrm{REF}})}{C_{12}}=\frac{T_S\times I_{\mathrm{REF}}}{C_{12}}.$

上述方法，设置第一电容的电容值C₁₁与第二电容的电容值C₁₂相等。

上述方法，当实际预设电流I_SUM超过额定电流值I_SUM1时，每个周期T_S之中在主开 关的关断时段T_OFF内，比较器的输出会从低电平翻转成高电平；或者当实际预设电流I_SUM低于额定电流值I_SUM1时，在每个周期T_S之中比较器的输出都维持在低电平。

上述方法，还包括接收比较器输出结果的单稳态触发器和包括与单稳态触发器连接的 计数器，比较器每次从低电平翻转成高电平的上升沿的时刻，诱发单稳态触发器输出一个 高电平信号给计数器，当计数器在连续的数个周期中的每个周期内都收到单稳态触发器输 出的高电平信号，则计数器发出一个表征负载进入重负载状态的过载保护信号。

上述方法，设置与第一电容并联的一个开关和与第二电容并联的一个开关，于每个周 期结束的时刻被触发接通，将与第一电容并联的开关和与第二电容并联的开关予以接通， 以同步对第一、第二电容实施瞬时放电。

上述方法，提供一个采样保持锁存器，所述侦测模块具有一个第一电压电流转换器， 采集用于表征初级电流大小的跨于感应电阻上的电压感测信号，并将电压感测信号转换成 流经连接在第一电压电流转换器的电流输出端和接地端之间的一个转换电阻的中间电流； 在主开关关断的瞬间，侦测模块将该瞬间施加于转换电阻上的电压转换成与关断电流值 I_OFF对应的电压感测信号输送给采样保持锁存器储存；在前沿消隐信号的有效状态结束的 瞬间，侦测模块将该瞬间施加于转换电阻上的电压转换成与消隐电流值I_LEB对应的电压感 测信号输送给采样保持锁存器储存。

上述方法，侦测模块包括第一电压跟随器，其正输入端连接到第一电压电流转换器的 电流输出端；在第一电压跟随器的输出端和采样保持锁存器的第一存储电容的一端之间连 接有受控制信号驱动的第一开关，控制信号从第一状态翻转成第二状态将主开关关断的瞬 间，第一开关同步被关断，此刻中间电流在转换电阻上产生的电压被第一电压跟随器转换 成与关断电流值I_OFF对应的电压感测信号存储在第一存储电容中。

上述方法，侦测模块包括第二电压跟随器，其正输入端连接到第一电压电流转换器的 电流输出端；在第二电压跟随器的输出端和采样保持锁存器的第二存储电容的一端之间连 接有受前沿消隐信号驱动的第二开关，在前沿消隐信号从第一状态翻转成第二状态的瞬 间，第二开关同步被关断，此刻中间电流在转换电阻上产生的电压被第二电压跟随器转换 成与消隐电流值I_LEB对应的电压感测信号存储在第二存储电容中。

上述方法，提供一个电流求和单元，其具有的第二电压电流转换器将采样保持锁存器 储存的对应于关断电流值I_OFF的电压感测信号恢复转换成从第二电压电流转换器的电流 输出端流出的与关断电流值I_OFF等值的电流；电流求和单元具有的第三电压电流转换器将 采样保持锁存器储存的对应于消隐电流值I_LEB的电压感测信号恢复转换成从第三电压电 流转换器的电流输出端流出的与消隐电流值I_LEB等值的电流；第二、第三电压电流转换器 各自输出的电流汇聚流过该两者的电流输出端互连处的公共节点与接地端之间的一个求 和电阻，且电流求和单元具有的一个第三电压跟随器的正输入端连接到该公共节点处，第 三电压跟随器输出的电压V_TRS等于(I_LEB+I_OFF)乘以求和电阻的电阻值R_SUM，籍此撷取 关断电流值I_OFF和消隐电流值I_LEB相加得到的和值。

附图说明

阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本发明的特征和优势将显而易见：

图1展示了本发明的反激转换器的简略电路图。

图2A是CCM模式控制信号驱动主开关产生的初级电流和次级电流波形。

图2B是DCM模式控制信号驱动主开关产生的初级电流和次级电流波形。

图3是驱动主开关开启的瞬间用于屏蔽感测信号的前沿起始尖峰的消隐信号波形。

图4A-4C在CCM模式初级电流和次级电流各自对应的阶梯状电流波形。

图5A-5C在DCM模式初级电流和次级电流各自对应的三角波电流波形。

图6A-6D是计算平均输出电流的常规计算电路。

图7是检测关断电流值和消隐电流值并对它们求和的计算电路。

图8是本发明计算平均输出电流并判读是否过载的过载检测电路。

图9是第二电容在整个周期内都充电的波形图。

图10是第二电容在二分之一个周期内充电的波形图。

图11是在DCM模式从轻负载过渡到重负载单稳态触发器的输出结果变化。

图12是在CCM模式从轻负载过渡到重负载单稳态触发器的输出结果变化。

图13介绍了计算电路的一种范例。

具体实施方式

参见图1，是本发明涉及到的一个典型的反激Flyback电压转换器的电路结构，控制 初级侧的电子主开关元件QM例如可以是一个功率MOSFET，其具有例如漏极端的输入 端和具有例如源极端的输出端，和具有例如栅极的控制端。主开关QM在其控制端上接 收主控制模块102发出的控制信号并执行相应的开启或断开的响应动作，使得主开关QM 的接通或者断开可对反激转换器的变压器130的初级绕组130A上流过的电流进行开或关 的控制，以将初级侧的能量传送到次级侧。其中初级绕组130A用于接收所输入的一个直 流输入电压V_IN，而该直流输入电压V_IN可由譬如市电交流电压V_AC经过例如桥式整流器 等整流元件整流而来。变压器130还具有用于输送出一个输出电压V_OUT的次级绕组 130B，和具有用于检测次级绕组130B上产生的电压状态的辅助绕组130C，辅助绕组 130C和次级绕组130B的极性相同但它们和初级绕组130A的极性相反。辅助绕组130C 的一端接地而另一端连接到一个二极管D_AUX的阳极，其中二极管D_AUX的阴极连接到一个 电容C_AUX上，以便对辅助绕组130C上产生的交流电压整流后对电容C_AUX充电以用作辅 助电源，电容C_AUX上存储的电压V_CC和输出电压V_OUT相关联并且和V_OUT具有成正比的 关系，该电压V_CC可以单独为主控制模块102提供直流电压源。次级绕组130B上连接 有二极管D_O和电容器C_O的整流滤波电路，用于生成反激转换器的输出电压V_OUT。直流 的输出电压V_OUT施加在负载R_L上，并形成流经负载R_L的输出电流I_OUT。在转换器的反 馈网络中，主开关QM的源极端和接地端GND之间连接有一个感应电阻R_S，感应电阻 R_S用于感应和检测初级绕组130A上流过的初级电流I_P并提供等于电流I_P与其阻值R_S相乘的反馈电压，即感测信号V_CS，初级电流I_P经过换算后可用作表征流经次级绕组130B 的次级电流I_S，它们间的函数关系后文将会详细介绍。主控制模块102的感应端口CS 则籍由感应电阻R_S来实时检测初级绕组130A的初级电流I_P信号，作为判断是否需要调 整控制信号来调节主开关QM开或关的依据。本领域的技术人员对反激转换器的拓扑和 工作模式较为熟知，可省略掉的电路部分和具体运作方式不予赘述。

参见图2A的电流连续导通CCM(ContinuousConductionMode)模式，主开关QM 在例如脉冲宽度调制信号PWM等类似的控制信号的驱动之下进行开关切换。图2A绘制 了流经初级绕组130A的初级电流I_P1和流经次级绕组130B的次级电流I_S1的大致波形， 也大体展现了主开关QM的漏源极间的压差V_DS1波形。在主开关QM的导通时段T_ON开 启阶段，初级电流I_P1有前沿阶梯且从前沿开始斜坡上升，在主开关QM的T_OFF关断期间， 次级电流I_S1为阶梯上叠加衰减的三角波。当主开关QM在下一个周期准备开始导通的瞬 间，实质上次级绕组130B仍然维持有电流，也就是说，在下一个周期主开关QM的开通 时刻，变压器130储存的能量并未完全释放完毕，仍然有能量剩余。

参见图2B，为了与反激转换器的CCM模式形成鲜明对比，还特意同步展示了在转 换器的电流断续DCM(DiscontinuousConductionMode)模式下，流经初级绕组130A 的初级电流I_P2和流经次级绕组130B的次级电流I_S2的大致波形，同时也大致展现了主开 关QM的漏源极间的压差V_DS2波形，在DCM模式下的初级电流I_P2前端并没有阶梯值， 而且在主开关QM的关断时段T_OFF，次级电流I_S2是衰减的三角波，而且在下一周期开始 之前就已经在T_OFF结束时衰减至零，主开关管QM导通期间储存于初级绕组130A的能 量，在下一个周期开始之前就已经几乎由次级绕组130B传递至负载。注意在DCM模式 中任意一个周期内，与CCM模式存在的极大差异是，次级电流I_S2在控制信号关闭主开 关QM的期间，会降为零，并且次级电流I_S2在降至为零这一时刻到下一周期开始(也即 主开关QM再次开始导通时刻)之间会存在着一段Dwell死区时间T_D。

参见图3所示，为了避免在检测初级电流I_P步骤中引发不必要的误操作，引入了本 领域的技术人员所熟知的一个前沿消隐信号LEB(Leadingedgeblanking)，因为在初级 电流控制的环路中，经常遭遇在主开关QM的导通瞬间初级电流I_P会有脉冲起始峰值电 流现象，所体现的起始尖峰值initialspike在感应端口CS会反馈给主控制模块102，如 果串联在初级绕组上的感应电阻R_S上采样此时的电流值并作为感测信号V_CS进行开关控 制，则会因为图3中感测信号V_CS的意外初始尖波Spike355而产生误触发动作，进一步 启动过电流保护机制，使得产生控制信号的主控制模块102不再输出脉宽调制信号，从 而在没有发生真实的过流异常情况下主动诱发了错误关闭功率主开关QM的动作，以实 现保护功率开关和整个转换器的目的。由常规的前沿消隐电路所产生的可变或固定的前沿 消隐信号LEB就是用于消除这种误触发隐患，该信号可耦合到主开关QM的控制端以保 障它在前沿消隐信号LEB具有高电平这段时间不关闭，而在前沿消隐信号LEB结束之后 再在感应电阻R_S上取样电流信号以撷取到较为真实和精准的感测信号V_CS初始值，实现 对主开关QM导通瞬间初级电流I_P的脉冲起始峰值予以屏蔽。至于如何设计前沿消隐电 路并非本发明的重点，常规的电源设计指导手册一般都会对前沿消隐电路有较为详细的介 绍，还可以参考公开的美国专利申请US12/492,748，US12/718,707等文献。

参见图4A～4C，当反激转换器进入CCM模式，在一个周期起始的t₁₁时刻控制信号 将会驱动主开关QM接通，由于上一个周期变压器130的能量剩余，初级电流I_P在主开 关QM接通的瞬间几乎是从零值迅速直接跳变成一个前沿初始值I_PV，前沿初始值I_PV是 一个具有大于零的初始前沿阶梯值。而且紧接着在t₁₁至t₁₃的这段时间内，由于控制信号 一直驱动主开关QM导通，在这段时间内初级电流I_P在前沿初始值I_PV的基础上，以一定 的上升斜率继续逐步上升。需要注意到，在t₁₃时刻，控制信号由高电平状态翻转成低电 平并意欲断开主开关QM，发现初级电流I_P并未直接跌落，而是在时刻t₁₃到时刻t₁₄这段 关断延迟时间T_P内，初级电流I_P以与t₁₁到t₁₃时段完全相同的上升斜率而过冲上升到电 流I_P最高的峰值电流I_PP，直至在延迟时间T_P结束的时刻t₁₄初级电流I_P才迅速从峰值I_PP跌落到零。如图4B～4C，在时刻t₁₄到时刻t₁₅的这段时间内，控制信号将会驱动主开关 QM完全关断，并且在t₁₄时刻变压器130中初级绕组130A开始将存储的能量传递到次 级绕组130B，而流经次级绕组130B的次级电流I_S在时刻t₁₄从零值会跳变至具有最大值 的一个电流峰值I_SP，此刻变压器130中所有的绕组的同名端和异名端的极性反向，从而 次级绕组130B的反激电压使图1中的整流二极管D_O正向导通，给输出电容C_O充电， 同时提供负载电流，从t₁₄到t₁₅的这段时间内次级电流I_S以一个下降斜率逐步衰减。到了 t₁₅时刻前一个周期结束，主开关QM即将在下一个周期内被再次循环接通，而此时次级 电流I_S具有一个后沿末态值I_SV，后沿末态值I_SV是一个具有大于零的末态阶梯值。在时 刻t₁₅之后紧接着的下一个周期主开关QM将被再次切换到接通，主开关的导通致使次级 电流I_S从后沿末态值I_SV跳变至零。针对CCM模式而言，从时间t₁₁到t₁₅可视作为一个 完整的周期T_S，从时间t₁₁到t₁₄定义为导通时段T_ON，此期间认为主开关QM接通，以及 从时间t₁₄到t₁₅定义为关断时段T_OFF，此期间认为主开关QM断开，开关的占空比D_B1应当是T_ON除以导通时段与关断时段两者之和(T_ON+T_OFF)。

设定初级绕组130A之匝数N_P与次级绕组130B之匝数N_S两者之比为N，其中次级 绕组侧电流I_S的峰值电流I_SP＝N×I_PP，以及次级绕组侧电流I_S的后沿末态值I_SV＝N×I_PV， 在反激转换器的CCM模式下，提供给负载R_L的输出电流I_O满足以下函数关系：

$I_O=\frac{I_{\mathrm{SP}}+I_{\mathrm{SV}}}{2}\times \frac{T_{\mathrm{OFF}}}{T_S}---\left(1\right)$

$I_O=\frac{N\times (I_{\mathrm{PP}}+I_{\mathrm{PV}})}{2}\times (1-D_{B1})---\left(2\right)$

再参见图4A，在t₁₃的时间节点我们打算使控制信号的逻辑电位状态翻转至低电平来 驱动主开关QM关断的时刻，会同步导致初级电流I_P在控制信号的结束瞬间具有一个关 断电流值I_OFF，它是瞬态值。上文已经阐明，在时间t₁₃到时间t₁₄的这段关断延迟时间T_P 内，该关断电流值I_OFF也并非是初级电流I_P的最大值，即便是在t₁₃时刻控制信号的逻辑 状态已经趋于翻转意欲关断主开关QM，初级电流I_P也不是立刻下降，实际情况是，从时 间节点t₁₃到t₁₄这段时间内，初级电流I_P仍然会在关断电流值I_OFF的基础上继续上升，其 上升的斜率和由前沿初始值I_PV增长到关断电流值I_OFF的上升斜率完全相同，直至电流I_P增长到最终具有的为最大值的峰值电流I_PP，正如图4A中虚线顶点所示。当延迟时间T_P结束之后进入关断时间T_OFF，主开关QM被断开，在T_P结束瞬间的时间节点t₁₄处初级 电流I_P才真正从峰值电流I_PP开始迅速下降到零值。

参见图3，我们在前沿消隐信号LEB从高电平翻转成低电平而结束有效状态的时间 节点t₁₂，对初级电流I_P取样一个采样电流值记作消隐电流值I_LEB，它是瞬态值，初级电 流I_P由前沿初始值I_PV(前沿阶梯值)增长到消隐电流值I_LEB的上升斜率和初级电流I_P由 关断电流值I_OFF增长到峰值电流I_PP的上升斜率完全相同。在一个完整周期内，我们定义 控制信号驱动主开关QM接通的时刻t₁₁到前沿消隐信号LEB结束的时刻t₁₂之间延续的 时长T_LEB，与控制信号发生翻转以断开主开关QM的时刻t₁₃到初级电流I_P上升到峰值I_PP的时刻t₁₄之间延续的延迟时间T_P相等，即T_LEB＝T_P，同时还定义峰值电流I_PP和关断电 流值I_OFF之间存在一个差值ΔI1，可从几何学的角度对图4A的电流关系进行计算，进一 步可以得出I_PP＝I_OFF+ΔI1以及I_PV＝I_LEB－ΔI1。

I_PP+I_PV＝(I_OFF+ΔI1)+(I_LEB－ΔI1)(3)

I_PP+I_PV＝I_OFF+I_LEB(4)

如果将式子(4)代入式子(2)就可以得到CCM模式下输出电流I_O的最终表达式， 其中周期T_S＝T_ON+T_OFF：

$I_O=\frac{N\times (I_{\mathrm{OFF}}+I_{\mathrm{LEB}})}{2}\times \frac{T_{\mathrm{OFF}}}{T_S}---\left(5\right)$

我们不打算在次级侧的输出电流I_O的表达式中体现I_PP或者I_SV，理由在于它们的过 冲程度和上冲峰值在电路中实际上是难以捕捉或感测的，它们超出至电路的抓取能力范围 之外，对整个拓扑而言可谓是隐匿的，输出电流I_O的计算几乎不可能依赖它们，式子(5) 则在CCM模式下很好的解决了该问题。

参见图5A～5C，当反激转换器进入DCM模式，在一个周期起始的t₂₁时刻，控制信 号将会驱动主开关QM接通，由于上一周期变压器130的能量没有剩余，初级电流I_P在 主开关QM接通的瞬间其前沿初始值I_PV几乎是零值，这与CCM模式具有初始阶梯值完 全不同。而且紧接着在t₂₁至t₂₃的这段时间内，控制信号一直驱动主开关QM导通，所以 在这段时间内初级电流I_P在前沿初始值I_PV的零取值基础上，以一定的上升斜率逐步上升。 直至在t₂₃时刻，控制信号的例如逻辑高电平状态被解除并意欲断开主开关QM，同样初 级电流I_P并未直接跌落，而是在时刻t₂₃到时刻t₂₄这段关断延迟时间T_P内，初级电流I_P以与t₂₁到t₂₃时段完全相同的上升斜率而过冲上升到电流I_P最高的峰值电流I_PP，直至在 延迟时间T_P结束的时刻t₂₄初级电流I_P才迅速从峰值I_PP跌落到零。

参见图5B～5C，延迟时间T_P结束之后，在时刻t₂₄到时刻t₂₅的这段时间内，控制信 号将会驱动主开关QM完全关断，并且在t₂₄时刻变压器130中初级绕组130A开始将存 储的能量传递到次级绕组130B，而流经次级绕组130B的次级电流I_S在时刻t₂₄从零值会 跳变至具有最大值的一个电流峰值I_SP，此刻变压器130中所有的绕组的同名端和异名端 的极性反向，次级绕组130B的反激电压致使图1中的整流二极管D_O正向导通，以提供 负载电流，同时还给输出电容C_O充电，从t₂₄到t₂₅的这段时间内次级电流I_S以一个下降 斜率逐步衰减到零。DCM模式与CCM模式不同的另一方面体现在，到了t₂₅时刻一个周 期并未结束，此时的次级电流I_S具有一个为零的后沿末态值I_SV，也就是说，次级电流I_S在下一周期开始之前就已经在T_OFF结束时衰减至零，主开关管QM导通期间储存于初级 绕组130A的所有能量，在下一个周期开始之前就已经几乎完全由次级绕组130B传递至 负载。在图5C中，次级电流I_S在控制信号关闭主开关QM的时段T_OFF结束瞬间，会降 为零，次级电流I_S在降至为零这一时刻t₂₅到当前周期结束的时间t₂₆之间存在着一段死区 时间T_D，时间点t₂₆结束之后就是下一个循环周期的开始，所以死区时间T_D夹持在次级 电流I_S降至为零的时刻t₂₅和主开关QM在下一周期再次开始导通的时刻之间。针对反激 转换器的DCM模式而言，从时间t₂₁到t₂₆可视作为一个完整的周期T_S，从时间t₂₁到t₂₄定义为导通时段T_ON，此期间认为主开关QM接通，以及从时间t₂₄到t₂₅定义为关断时段 T_OFF，此期间认为主开关QM断开，从时间t₂₅到t₂₆定义为死区时间T_D，此期间认为主 开关QM同样也是断开的，则初级侧开关的占空比D_B2应当是T_ON除以导通时段与关断 时段、死区时段三者之和(T_ON+T_OFF+T_D)。

设定初级绕组130A之匝数N_P与次级绕组130B之匝数N_S两者之比为N，其中次级 绕组侧电流I_S的峰值电流I_SP＝N×I_PP，以及次级绕组侧电流I_S的后沿末态值I_SV＝0，在反 激转换器的DCM模式下，提供给负载R_L的输出电流I_O满足以下函数关系：

$I_O=\frac{I_{\mathrm{SP}}+I_{\mathrm{SV}}}{2}\times \frac{T_{\mathrm{OFF}}}{T_S}---\left(6\right)$

$I_O=\frac{N\times (I_{\mathrm{PP}}+I_{\mathrm{PV}})}{2}\times \frac{T_{\mathrm{OFF}}}{T_S}---\left(7\right)$

参见图5A，在时间点t₂₃使控制信号的逻辑状态翻转至低电平来驱动主开关QM关断 的时刻，同步导致初级电流I_P在控制信号的结束瞬间具有一个关断电流值I_OFF。在时间t₂₃到时间t₂₄的这段关断延迟时间T_P内，关断电流值I_OFF不是初级电流I_P的最大值，即便是 在t₂₃时刻控制信号的逻辑状态已经趋于翻转意欲关断主开关QM，初级电流I_P也不是立 刻下降。实际情况是，从时间节点t₂₃到t₂₄这段时间内，初级电流I_P仍然会在关断电流值 I_OFF的基础上继续上升，其上升的斜率和由前沿初始值I_PV增长到关断电流值I_OFF的上升 斜率完全相同，直至电流I_P增长到最终具有的为最大值的峰值电流I_PP，正如图5A中虚 线的顶点所示。一旦当延迟时间T_P结束之后进入关断时间T_OFF，主开关QM便被完全断 开，而且在延迟时间T_P结束瞬间的时间节点t₂₄处初级电流I_P才真正从峰值电流I_PP开始 迅速下降到时刻t₂₅的零值。

参见图5C，我们仍然在前沿消隐信号LEB由高电平翻转到低电平而结束有效状态的 时间节点t₂₂，对初级电流I_P取样一个中间采样电流值记作消隐电流值I_LEB，该初级电流 I_P由前沿初始值I_PV(零值)增长到消隐电流值I_LEB的上升斜率，和初级电流I_P由关断电 流值I_OFF增长到峰值电流I_PP的上升斜率完全相同。在一个周期内，我们定义控制信号驱 动主开关QM接通的时刻t₂₁到消隐信号LEB结束的时刻t₂₂之间延续的时长T_LEB，与控 制信号发生翻转以断开主开关QM的时刻t₂₃到初级电流I_P上升到峰值I_PP的时刻t₂₄之间 延续的延迟时间T_P相等，即T_LEB＝T_P，同时还定义峰值电流I_PP和关断电流值I_OFF之间存 在一个差值ΔI2，可从几何学的角度对图5A的电流关系进行详细计算，进一步还可以得 出I_PP＝I_OFF+ΔI2以及I_PV＝I_LEB－ΔI2＝0。

I_PP+I_PV＝(I_OFF+ΔI2)+(I_LEB－ΔI2)(8)

I_PP+I_PV＝I_OFF+I_LEB(9)

如果将式子(9)代入式子(7)就可以得到DCM模式下输出电流I_O的最终表达式， 其中周期T_S＝T_ON+T_OFF+T_D：

$I_O=\frac{N\times (I_{\mathrm{OFF}}+I_{\mathrm{LEB}})}{2}\times \frac{T_{\mathrm{OFF}}}{T_S}---\left(10\right)$

虽然初级侧峰值电流I_PP或者次级侧峰值电流I_SV的过冲程度和上冲峰值难以被捕捉 或感测，但是式子(10)可以在DCM模式下很好的解决了该问题，因为估算输出电流I_O的公式中不含峰值电流I_PP或I_SV。如果事先规定周期T_S在CCM和DCM模式各代表明确 的含义，将公式(5)和(10)合并变形得到：

$\frac{I_O}{N}=\frac{I_{\mathrm{OFF}}+I_{\mathrm{LEB}}}{2}\times \frac{T_{\mathrm{OFF}}}{T_S}---\left(11\right)$

$\frac{I_O}{N}=I_{\mathrm{SUM}}\times \frac{T_{\mathrm{OFF}}}{T_S}---\left(12\right)$

当我们研究公式(5)和(10)之中输出电流I_O是否因为过载Overloading而超出 额定电流值范围之外时，将该额定范围除以一个已知的常数值N而推理出一个范围，使 得公式(12)中的(I_SUM×T_OFF)/T_S满足这个范围即可，则我们只要研究(I_SUM×T_OFF) /T_S是否符合规范即可，其中预设电流I_SUM＝(I_LEB+I_OFF)/2。

根据公式(12)我们所撷取的I_SUM仅仅需要在周期T_S的时间段T_OFF内有效的输出电 流值，而在每个周期T_S的其他时间不予输出，以完成对I_SUM执行乘以T_OFF/T_S这个比例 的平均电流计算。图6A～6D展示了可以对I_SUM实施均值计算的基本方案，基本思路是利 用I_SUM折算出的电压和参考值由比较器进行比较，推算出I_SUM是否符合要求。在图6A 中，电流源271提供电流值为I_SUM的电流，在电流源271和接地端之间连接有一个开关 SW10，在每个周期T_S内开关SW10仅在时间段T_OFF关断而在余下的所有时间内接通， 这样电流源271便在时间段T_OFF向阳极连接在电流源271、开关SW10之间的公共节点 281处的二极管301提供正向导通的电流，但在周期T_S的其余时间内电流源271通过开 关SW10释放到地，在二极管301的阴极端得到I_SUM×T_OFF/T_S的平均电流。图6B与图 6A基本相同，但是可以利用开关SW11控制电压V1在二极管301中形成与I_SUM等同的 电流，开关SW11控制每个周期内在二极管301中形成电流的时段为T_OFF。图6C以一 个跨导放大器302取代了图6A中的二极管，在每个周期T_S内开关SW12仅仅在时间段 T_OFF关断而在余下的所有时间内接通，这样电流源271便在时间段T_OFF流向电阻R23， 而电阻R23一端的节点281连接到跨导放大器302的正输入端，跨导放大器302的负输 入端连接到接地端，以便利用跨导放大器302在其输出端输出I_SUM×T_OFF/T_S的平均电流。 图6D以跨导放大器302取代图6B中的二极管，在每个周期T_S内开关SW13仅在时间 段T_OFF关断而在余下的所有时间内接通，电压V2便在时间段T_OFF输出给跨导放大器302 的正输入端，在跨导放大器302其输出端得到I_SUM×T_OFF/T_S的平均电流。本发明在后文 中将揭示取代图6A～6D的具更佳有益效果的平均电流计算方式。

参见图7，是判断负载状态的电路的一个计算电路280，用于计算次级绕组130B输 送给负载的输出电流I_O，计算电路280包括一个侦测模块201，用于检测并撷取流经初 级绕组130A上的初级电流I_P，检测形式可以直接抓取横跨于感应电阻R_S上体现为电压 值的感测信号V_CS，因为流经感应电阻R_S上不同时刻的初级侧电流与感应电阻R_S的阻值 相乘便可转换成不同时刻对应的感测信号V_CS，侦测模块201在这里实质也是一个电流检 测器。需要在合理的时机检测出消隐电流值I_LEB和关断电流值I_OFF大小。计算电路280 的一种实施例在图13中有所体现。

参见图13的侦测模块201，在为电压电流转换器110提供工作电压的节点105处施 加一个直流电源电压V_DD给转换器110供电，以及将电压电流转换器110的电压转电流 输入端连接到图1中感应电阻R_S与主开关QM源极端相连的公共节点101处。为了避免 与后文同类器件名称上的混淆，电压电流转换器110记作第一电压电流转换器。在电压 电流转换器110的电流释放端/输出端与接地端之间连接一个转换电阻R12，于是电压电 流转换器110将在电压转电流输入端输入给它的电压即感测信号V_CS所转换而来的中间 电流I_M流经转换电阻R12，便会在转换电阻R12未接地的一端的节点121处产生电压值。 作为可选而非必须项，还可以在公共节点101与电压电流转换器110的电压转电流输入 端之间连接一个电阻R10，并在电压电流转换器110的电压转电流输入端与接地端之间 连接一个电容C₁，从而在电压电流转换器110的电压转电流输入端送入较为平滑的感测 信号V_CS。作为可选而非必须项，还可以在节点121和接地端直接连接一个阻值可变的调 节电阻R11，侦测模块201的该调节电阻R11和转换电阻R12并联在节点121和接地 端之间，使得节点121和接地端之间的总阻值通过调节电阻R11而变得可调。

侦测模块201还包括一个第一电压跟随器111和一个第二电压跟随器112，设置第 一、第二电压跟随器111、112的正输入端都连接到转换电阻R12未接地的一端的节点 121处，而设置第一电压跟随器111的负输入端连接到它的输出端，第二电压跟随器112 的负输入端连接到它的输出端，基本相同的第一、第二电压跟随器111、112根据各自正 输入端撷取的电压值来向下一级输出电压。第一、第二电压跟随器111、112作为输入缓 冲器，具有较高的输入阻抗特征以便与信号源连接，高输入阻抗可以隔绝前后级的相互影 响，并且它们还具有较低的输出阻抗特征以便减小对感测信号V_CS的捕捉时间。第一、第 二电压跟随器111、112由运算放大器配置成电压跟随器(Voltagefollower)或单位增益 缓冲器(Unity-gainbuffer)。此外，前文中已经阐释需要在合理的时机抓取感测信号V_CS， 基于此点考虑，侦测模块201还包含记作第一开关的开关SW1和记作第二开关的开关 SW2，开关SW1连接在第一电压跟随器111的输出端和后文将要介绍的采样保持锁存器 202之间，开关SW2也连接在第二电压跟随器112的输出端和采样保持锁存器202之间。 本文出现的开关SW1和SW2及下文即将介绍的电子开关SW等都是三端口型电子开关， 该等开关除了包含相对的一个输入端和一个输出端之外，还包含一个用于控制输入端、输 出端之间连接或断开的控制端，电子开关有多种选择方式，如P型或N型MOS晶体管 或双极晶体管或结型晶体管或它们的组合等。

在CCM模式下，先行介绍侦测模块201从感应电阻R_S一端的节点101处探测图4C 中t₁₂时刻对应的感测信号V_CS-LEB的方案。前沿消隐信号LEB除了屏蔽感测信号V_CS的 初始尖波Spike355外，还额外将前沿消隐信号LEB连接到开关SW2的控制端的节点 103处，这样只要在前沿消隐信号LEB具有高电平逻辑状态的阶段，开关SW2一直都会 被接通，伴随着初级电流I_P的变化，表征初级电流I_P大小值的情况就完全体现在节点101 处的感测信号V_CS上。从任意一个周期的主开关QM开始被接通的时刻t₁₁到前沿消隐信 号LEB从高电平翻转成低电平的时刻t₁₂，也即在前沿消隐信号LEB持续为高电平阶段 的时间段T_LEB内，初级电流I_P对应从前沿初始值I_PV增长到时刻t₁₂的消隐电流值I_LEB， 这段时间内感测信号V_CS的上升变化会被侦测模块201在节点101处侦测到，电压电流 转换器110将由感测信号V_CS转换而来的电流值再次在转换电阻R12未接地的一端的节 点121处恢复成电压值。

具体而言，在时间段T_LEB内虽然动态的感测信号V_CS一直都输入给电压电流转换器 110，但是一旦前沿消隐信号LEB翻转成低电平而将开关SW2断开，时刻t₁₂之后至前 沿消隐信号LEB进入其下一个周期的高电平状态之前，第二电压跟随器112都无法将节 点121处的电压值转换成电流输出。在时刻t₁₂对应的表征消隐电流值I_LEB大小的感测信 号V_CS-LEB被输入给电压电流转换器110的电压转电流输入端，由电压电流转换器110将 其转换成流过转换电阻R12的中间转换电流I_M，籍此进一步将中间转换电流I_M转换成横 跨在转换电阻R12两端的压降，例如等于电压感测信号V_CS-LEB，而第二电压跟随器112 再将施加在转换电阻R12上的电压即节点121的电压转化成与感测信号V_CS-LEB相等的电 压输出。前沿消隐信号LEB翻转成低电平后，一个周期T_S内第二电压跟随器112最终输 出的电压值被定格在t₁₂时刻对应的电压感测信号V_CS-LEB水准。计算电路280所包含的一 个采样保持锁存器(S/H)202具有的一个第二存储电容C₃接收来自第二电压跟随器112 输出端的电压并被充电，第二存储电容C₃的一端如节点123和第二电压跟随器112输出 端之间连接有开关SW2，第二存储电容C₃的另一端直接接到接地端。与电压感测信号 V_CS-LEB等值的电压对第二存储电容C₃充电，则第二存储电容C₃保持和存储了时刻t₁₂对 应的流经初级绕组130A的消隐电流值I_LEB信息，存储的信息体现为第二存储电容C₃一 端节点123处所持有的电压值V_CS-LEB。

仍然是在CCM模式下，再介绍侦测模块201从感应电阻R_S一端的节点101处探测 图4C中t₁₃时刻对应的电压感测信号V_CS-OFF的方案。控制信号例如PWM除了驱动主开 关QM的控制端之外，额外还将控制信号耦合连接到开关SW1的控制端，这样只要在控 制信号具有高电平逻辑状态的阶段，开关SW1一直都会被接通，反之则开关SW1被关 断，伴随着初级电流I_P的逐步上升，表征初级电流I_P大小值的情况就完全体现在节点101 处的感测信号V_CS上。从任意一个周期的主开关QM开始被接通的时刻t₁₁到控制信号从 高电平翻转成低电平的时刻t₁₃，初级电流I_P对应从前沿初始值I_PV增长到时刻t₁₃的关断 电流值I_OFF，同样这段时间内感测信号V_CS的上升变化会被侦测模块201在节点101侦 测到，且电压电流转换器110将由感测信号V_CS转换而来的电流值再次在转换电阻R12 未接地的一端的节点121处恢复成电压值。

CCM模式下在t₁₁到t₁₃的时间段内虽然动态的感测信号V_CS一直都输入给电压电流 转换器110，但是一旦控制信号从高电平翻转成低电平而将开关SW1断开，时刻t₁₃之后 至控制信号进入其下一个周期的高电平状态之前，第一电压跟随器111都无法将节点121 处的电压值转换成电流输出。并且时刻t₁₃对应表征了关断电流值I_OFF大小的感测信号 V_CS-OFF被输入给电压电流转换器110的电压转电流输入端，由电压电流转换器110将其 转换成流过转换电阻R12的中间转换电流I_M，籍此将中间转换电流I_M转换成横跨在转换 电阻R12两端的电压，例如等于电压感测信号V_CS-OFF水准，而第一电压跟随器111再将 跨在转换电阻R12上的电压即节点121处的电压转化成与感测信号V_CS-OFF相等的电压输 出。一个周期T_S内第一电压跟随器111最终输出的电压值被定格在t₁₃时刻对应的感测信 号V_CS-OFF水准。采样保持锁存器202中的一个第一存储电容C₂接收来自第一电压跟随 器111输出端传输的电压，在该第一存储电容C₂的一端如节点122和第一电压跟随器111 输出端之间连接有受控于控制信号的开关SW1，第一存储电容C₂的另一端接到接地端。 与感测信号V_CS-OFF等值的电压对第一存储电容C₂的充电，第一存储电容C₂保持和存储 了时刻t₁₃对应的流经初级绕组130A的关断电流值I_OFF的信息，存储的信息体现为第一 存储电容C₂未接地的一端节点122处所持有的电压值V_CS-OFF。

上文披露了侦测模块201抓取CCM模式下t₁₂时刻的消隐电流值I_LEB和t₁₃时刻的关 断电流值I_OFF并储存于采样保持锁存器202，以同样的方式还可以抓取DCM模式下t₂₂时刻的消隐电流值I_LEB和t₂₃时刻的关断电流值I_OFF并储存于采样保持锁存器202。

在DCM模式下，侦测模块201从感应电阻R_S一端的节点101处探测图5C中t₂₂时刻对应的感测信号V_CS-LEB的方案如下。将前沿消隐信号LEB连接到开关SW2的控制 端的节点103处，在前沿消隐信号LEB的高电平逻辑状态阶段，开关SW2被接通。从 任意一个周期的主开关QM开始被接通的时刻t₂₁到前沿消隐信号LEB从高电平翻转成低 电平的时刻t₂₂，也即在时间段T_LEB内，初级电流I_P对应从零值的前沿初始值I_PV增长到 时刻t₂₂的消隐电流值I_LEB。在时间段T_LEB内虽然动态的感测信号V_CS一直都输入给电压 电流转换器110，但是一旦前沿消隐信号LEB翻转成低电平而将开关SW2断开，时刻t₂₂之后至前沿消隐信号LEB进入其下一个周期的高电平状态之前，第二电压跟随器112都 无法将节点121处的电压值转换成输出。并且时刻t₂₂对应的表征消隐电流值I_LEB大小的 感测信号V_CS-LEB被输入给电压电流转换器110的电压转电流输入端，由电压电流转换器 110将其转换成流过转换电阻R12的中间转换电流I_M，籍此进一步将中间转换电流I_M转 换成横跨在转换电阻R12两端的电压，而第二电压跟随器112再将跨在转换电阻R12上 的电压即节点121处的电压转化成与感测信号V_CS-LEB等值的电压输出。一个周期T_S内 第二电压跟随器112最终输出的电压值被定格在t₂₂时刻对应的感测信号V_CS-LEB。第二存 储电容C₃接收来自第二电压跟随器112输出端传输的与感测信号V_CS-LEB等值的电压，对 第二存储电容C₃充电，第二存储电容C₃保持和存储了时刻t₂₂对应的流经初级绕组130A 的消隐电流值I_LEB的信息，存储的信息体现为第二存储电容C₃未接地的一端节点123处 所持有的电压值V_CS-LEB。

在DCM模式下，侦测模块201从感应电阻RS一端的节点101处探测图5C中t₂₃时刻对应的感测信号V_CS-OFF的方案如下。将控制信号连接到开关SW1的控制端，在控 制信号的高电平逻辑状态阶段，开关SW1被接通。从任意一个周期的主开关QM开始被 接通的时刻t₂₁到控制信号从高电平翻转成低电平的时刻t₂₃，初级电流I_P对应从零值的前 沿初始值I_PV增长到时刻t₂₃的关断电流值I_OFF。在t₂₁到t₂₃的时间段内虽然动态的感测信 号V_CS一直都输入给电压电流转换器110，但是一旦控制信号从高电平翻转成低电平而将 开关SW1断开，时刻t₂₃之后至控制信号进入其下一个周期的高电平状态之前，第一电 压跟随器111都无法将节点121处的电压值转换输出。并且时刻t₂₃对应的表征了关断电 流值I_OFF大小的感测信号V_CS-OFF被输入给电压电流转换器110的电压转电流输入端，由 电压电流转换器110将其转换成流经转换电阻R12的中间转换电流I_M，进一步将中间转 换电流I_M转换成横跨在转换电阻R12两端的电压，第一电压跟随器111再将跨在转换电 阻R12上的电压即节点121处的电压转化成与感测信号V_CS-OFF等值的电压输出。一个周 期T_S内第一电压跟随器111最终输出的电压值被定格在t₂₃时刻对应的感测信号V_CS-OFF。 第一存储电容C₂接收来自第一电压跟随器111输出端传输的与感测信号V_CS-OFF等值的电 压，并对第一存储电容C₂的充电，第一存储电容C₂保持存储了时刻t₂₃对应的流经初级 绕组130A的关断电流值I_OFF的信息，存储的信息体现为第一存储电容C₂未接地的一端 节点122处所持有的电压值V_CS-OFF。

参见图7，计算电路280包括一个电流求和单元203，电流求和单元203含有一个 电压电流转换器113和另一个电压电流转换器114，它们对应分别记作第二和第三电压 电流转换器。为电压电流转换器113、114提供工作电压的节点106、107处施加一个直 流电源电压V_DD给转换器113、114供电，以及将电压电流转换器113的电流释放端/输 出端与接地端GND之间连接一个求和电阻R14，它具有电阻值R_SUM。电压电流转换器 113的电压转电流输入端连接到第一存储电容C₂一端的节点122处，第一存储电容C₂保持的关断电流值I_OFF信息以等于电压值V_CS-OFF的方式输送给电压电流转换器113，电 压电流转换器113将关断电流值I_OFF信息在其电流输出端转换成等于原始的关断电流值 I_OFF的电流。电压电流转换器113、114各自的电流输出端互连并共同耦合到求和电阻 R14未接地一端的公共节点124处，求和电阻R14的另一端接地。电压电流转换器114 的电压转电流输入端则连接到第二存储电容C₃一端的节点123处，采样保持锁存器202 中第二存储电容C₃保持的消隐电流值I_LEB信息以电压V_CS-LEB的方式输送给电压电流转换 器114，电压电流转换器114将消隐电流值I_LEB信息在其电流输出端转换成等于原始的消 隐电流值I_LEB的电流。这样，流经求和电阻R14的总电流就等于关断电流值I_OFF和消隐 电流值I_LEB两者的总和，为I_LEB+I_OFF。此外，电流求和单元203还包含一个第三电压跟 随器128，第三电压跟随器128的正输入端连接到电阻R14的节点124处而负输入端连 接到它的输出端，调整求和电阻R14的阻值R_SUM的大小，使得第三电压跟随器128输 出电压V_TRS变得可调，V_TRS＝R_SUM×(I_LEB+I_OFF)，预设电流I_SUM应当含有(I_LEB+I_OFF) 这个和值因子，例如可设定预设电流I_SUM等于K×(I_LEB+I_OFF)，这里的K是一个正的常 数，但我们在一个作为示范但并不作为局限的实施例中，取预设电流I_SUM等于0.5×(I_LEB+I_OFF)。另外，第三电压跟随器128输出的电压V_TRS可测，相当于预设电流I_SUM所包含 的关断电流值I_OFF和消隐电流值I_LEB相加得到的和值可由电压V_TRS换算出来。

参见图8，是判断负载状态的电路一个过载检测电路350，在电压源V_DD和接地端之 间的一个支路中，串联连接有提供电流值I_SUM的电流源315和一个开关SW21及一个第 一电容C11，开关SW21的输入端连接电流源315而输出端连接到第一电容C11的一端 的节点311处，第一电容C11的另一端接地。在电压源V_DD和接地端之间的另一个支路 中，串联连接有提供一个参考电流值I_REF的电流源316和一个开关SW22及一个第二电 容C12，开关SW22的输入端连接电流源316而输出端连接到第二电容C12的一端的节 点312处，第二电容C12的另一端接地。此外，过载检测电路350还包括一个比较器328， 比较器328的正相输入端连接到开关SW21和第一电容C11的公共连接节点311处，比 较器328的反相输入端连接到开关SW22和第二电容C12的公共连接节点312处，比较 器328主要用于对第一电容C11上的电压和第二电容C12上的电压进行比较。

参见图9，利用电流源315提供的预设电流I_SUM对图8中的第一电容C11充电，利 用电流源316提供的参考电流I_REF对图8中的第二电容C12充电，其中电流源316提供 的电流可以是单个参考电流I_REF也可以是单位参考电流I_REF的倍数，电流源315提供的 电流可以是单个预设电流I_SUM也可以是单位预设电流I_SUM的倍数。基本的原则是，过大 的负载输出电流亦会导致预设电流I_SUM同步增加，则负载的状况在比较器328的输出端 可以体现。在每个周期内对第一电容C11和第二电容C12充电的时间段有较大的灵活性， 如果第二电容C12的充电过程在是整个周期内一直延续，譬如图9所示的从一个周期T_S的开始至结束都一直在充电，发现例如在DCM模式下，第二电容C12的电压V₃₁₂(即 节点312处的电压值)与第一电容C11的电压V₃₁₁(即节点311处的电压值)在时间段 T_OFF内有交点，而此时刻电容其实并未完成完整的充电，但比较器328却会显示比较结 果。再者第二电容C12完成充电的时机在周期T_S的结束点，就容易导致在周期T_S的结 束点电压V₃₁₂和电压V₃₁₁几乎没有比较时间，来让比较器328产生正确的比较结果。在 一些可选的实施例中，第一电容C11、第二电容C12在进行下一个周期的充电之前会利 用没有示出的放电电路将储存的电量在一个周期结束时瞬时释放掉。例如在第一电容C11 两端并联具有控制端的三端口型电子开关SW31，在第二电容C12两端并联具有控制端 的三端口型电子开关SW32，过载检测电路350中开关SW31和开关SW32各自的控制 端同步接收一个周期时钟讯号(CLKP)，于每个周期Ts启始前的时刻或说于每个周期结 束的时刻由周期时钟讯号(CLKP)将开关SW31和开关SW32予以接通，开关SW31 连接在节点311和地端之间而开关SW32连接在节点312和地端之间，因此可以在开关 SW31和开关SW32接通的该瞬态时刻同步对第一、第二电容C11、C12实施瞬时放电。 在其他的可选实施例中，这些电子开关可由控制信号在每个周期准备接通主开关QM的 上升沿的时刻来触发瞬时接通，实施电容瞬间放电到地端。

参见图10，本发明的一个精神在于，可以不在整个周期T_S内一直都对第二电容C12 充电，输送到开关SW22控制端的驱动信号CTL2仅仅只在二分之一的周期T_S内控制开 关SW22接通而在其他时间关断，对第二电容C12进行充电，从每个周期T_S的开始时 刻起执行充电，一直到T_S/2的时间点才结束充电，但从每个周期的T_S/2的时间节点到该 周期T_S结束的时间节点之间不对第二电容C12充电。为了对预设电流I_SUM执行乘以 T_OFF/T_S这个比例的平均电流计算，输送到开关SW21控制端的控制信号CTL1只在周期 T_S内的一个关断时段T_OFF控制开关SW21接通而在其他时间关断，对第一电容C11进行 充电，从关断时段T_OFF开始的时刻起执行充电，一直到关断时段T_OFF结束的时刻才完成 充电。但在导通时段T_ON和死区时段T_D不对第一电容C11进行充电，这是DCM模式下 的情形。同样，如果在CCM模式下，则仅在关断时段T_OFF这段时间内为第一电容C11 充电，但在导通时段T_ON不对第一电容C11进行充电。节点311处的电压V₃₁₁和节点312 处的电压V₃₁₂的波形如图10所示。值得关注的是，因为相对于在整个周期都充电而言， 我们缩短了第二电容C12充电的时间，为原来的一半，但是为了和在整个周期都充电的 最终电量保持相同，所以应当以2×I_REF的充电电流对第二电容C12充电，使得半个周期 充电的电量(2×I_REF)×(T_S/2)依然等于图9中整个周期充电的电量I_REF×T_S。如此一 来，比较器328得出结果也即电压V₃₁₁和电压V₃₁₂的比较时机就不受限于一个周期结束 的时间点，例如T_OFF结束前也可以进行比较，不会产生误操作。

以DCM模式为例，保持参考电流I_REF恒定而将实际的预设电流I_SUM逐步增加，在关 断时段T_OFF结束的时刻，也即第一电容C11完成T_OFF这么长时间的充电，在比较器328 开始首次输出高电平时为一个临界状态，此临界状态会发生电压V₃₁₁和电压V₃₁₂恰好相 等的情形，也就是说第二电容C12在时刻T_S/2结束时具有的电量I_REF×T_S等于第一电容 C11在关断时段T_OFF结束时具有的电量，该临界状态同样适用于CCM模式，与DCM模 式唯一的区别就是无需考虑死区时间。在这种情形下，设置该时刻的预设电流具的有一个 额定电流值I_SUM1满足以下函数关系：

$\frac{T_{\mathrm{OFF}}\times I_{\mathrm{SUM}1}}{C_{11}}=\frac{\frac{T_S}{2}\times (2\times I_{\mathrm{REF}})}{C_{12}}---\left(13\right)$

$I_{\mathrm{SUM}1}=\frac{T_S}{T_{\mathrm{OFF}}}\times I_{\mathrm{REF}}\times \frac{C_{11}}{C_{12}}---\left(14\right)$

如果在一个特殊实施例中设置第一电容C11和第二电容C11的电容值相同，则可以 较轻易的算出额定电流值I_SUM1实质上等于(I_REF×T_S)÷T_OFF。该I_SUM1是一个临界值， 只要实际的预设电流I_SUM比I_SUM1大，或者说实际的输出电流I_O比(N×I_REF×C₁₁)÷C₁₂大时，例如图11的DCM模式中负载变重，在每个关断时段T_OFF的结束点前，也即驱动 信号CTL1的每个下降沿的时刻之前，比较器328都会因为发生电压V₃₁₁比V₃₁₂大的现 象而开始输出高电平直至一个周期结束。将比较器328的输出端连接到图8中一个单稳 态触发器329(oneshot)的输入端，则每个周期在关断时段T_OFF的结束点前比较结果 的上升沿都会触发单稳态触发器329发送一次高电平，将单稳态触发器329的输出端连 接到一个计数器330，譬如计数器330在其CLK端可以收到单稳态触发器329发送的信 号OC，如果计数器330在数个连续的周期内都会收到高电平的信号OC而且这数个连续 周期延续的总时长超过了一个预设的时间，计数器330可认为转换器进入了过载状态， 计数器330可以发送一个过载保护信号OLP来关断整个电源装置。

相反的是，只要实际的预设电流I_SUM比额定值I_SUM1小，或者说实际的输出电流I_O比 (N×I_REF×C₁₁)÷C₁₂小，例如图11的DCM模式中负载变成轻负载状态，电压V₃₁₁都 不会超过电压V₃₁₂，在该情形下每个周期比较器328都不会输出高电平，也不会触发单 稳态触发器329发送逻辑高电平，所以计数器330不会发送过载保护信号OLP。同理， 在CCM模式下，也会存在一个额定电流值I_SUM1，该值与DCM的差异仅仅是周期T_S是 否含有死区时段，即公式(14)中周期T_S与CCM模式下公式(5)之含义相对应及与 DCM模式下公式(10)之含义相对应，其他算法两者并无差异。只要实际的预设电流I_SUM比该I_SUM1大，或者说输出电流I_O比(N×I_REF×C₁₁)÷C₁₂大，例如图12中负载变重， 在每个关断时段T_OFF的结束点略微提前一点，比较器328都会因为发生电压V₃₁₁比电压 V₃₁₂大的现象开始输出高电平直至一个周期结束，则每个周期在关断时段T_OFF的每个结 束点前都会触发单稳态触发器329发送的信号OC具有一次高电平，将单稳态触发器329 的输出端连接到计数器330，计数器330可在其CLK端接收信号OC，如果计数器330 在数个连续的周期内都会收到高电平的信号OC而且这数个连续周期延续的总时长超过 了一个预设的时间，计数器330可发送一个过载保护信号OLP来关断整个电源装置。反 过来，在CCM模式中只要实际的预设电流I_SUM比该额定值I_SUM1小，或者说输出电流I_O比(N×I_REF×C₁₁)÷C₁₂小，例如图12中负载变成轻负载状态，电压V₃₁₁都不会超过电 压V₃₁₂，所以在该种情况下每个周期内比较器328都不会输出高电平，也不会触发单稳 态触发器329发送逻辑高电平，计数器330不会发送过载保护信号OLP。

以上通过说明和附图，给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，上述发明提出 了现有的较佳实施例，但这些内容并不作为局限。对于本领域的技术人员而言，阅读上述 说明后，各种变化和修正无疑将显而易见。因此，所附的权利要求书应看作是涵盖本发明 的真实意图和范围的全部变化和修正。在权利要求书范围内任何和所有等价的范围与内 容，都应认为仍属本发明的意图和范围内。