一种用于狄克型辐射计的零平衡数字组合积分器

摘要

本发明涉及用于狄克型辐射计的零平衡数字组合积分器，包括：ADC转换单元、信号组合积分器、温度数值估算器、脉冲发生器以及时钟同步单元；ADC转换单元用于将检波信号进行采样量化，生成数字信号；信号组合积分器对数字信号进行时序判别、分割组合、积分运算、比较判别，根据比较判别结果输出控制信号去控制脉冲发生器，输出时序判别结果、分割组合结果、积分运算结果以及比较判别结果至温度数值估算器；脉冲发生器根据控制信号产生不同频率或不同占空比的脉冲，输出至外部的噪声源开关；温度数值估算器综合处理时序逻辑信号、两端数字信号、两个积分数值，平衡逻辑判断结果，经运算得出天线端辐射温度；时钟同步单元产生时钟同步信号。

说明书

技术领域

本发明涉及遥感测量技术领域，涉及一种用于狄克型辐射计的零平衡数字组合 积分器。

背景技术

辐射计是一种灵敏度较高的被动遥感器，用于测量物质的热电磁辐射。根据普 朗克量子理论，任何温度高于绝对零度的物质都将辐射电磁能。被观测目标的电磁 辐射被辐射计天线接收并被传递到高灵敏度的接收机中进行放大处理，再运用一些 反演方法即可获取被观测目标的信息。根据辐射传递理论，馈入天线的温度T_A'与经 由天线送到接收机的功率P_A'存在P_A'＝KT_A'B的关系，其中K为波尔兹曼常数，B为 接收机有效带宽，T_A'即辐射计要测量的物理量，T_A'代表了由天线传递到接收机的辐 射功率，这个测量结果由两个重要属性来表征，即准确度和精密度，其中，精密度 也称作辐射计的辐射测量灵敏度或分辨率，它是表征辐射计的关键参数。

目前常用的辐射计分为全功率型辐射计和狄克型辐射计。

全功率型辐射计原理图如图1所示。在全功率辐射计中，与天线相连的是有效 带宽为B，总功率增益为G的超外差接收机(图1中虚线框内的部分)，超外差接收 机依次连接检波器、低通滤波器，低通滤波器输出电压为V_out。

全功率型辐射计的等效原理图如图2所示。图2中天线部分被一输出功率为 P_A'＝KT_A'B的噪声源替代；接收机(包含传输线)由一无噪接收机和输出功率为 P_REC'＝KT_REC'B的输入噪声源组合所代替，其中，T_REC'是传输线-接收机组合的等 效输入噪声温度。系统的总输入噪声功率为P_SYS＝P_A'+P_REC'＝KT_SYSB,式中， T_SYS＝T_A'+T_REC'。

根据理论分析，全功率型辐射计的辐射测量灵敏度ΔT可表示为 其中，ΔT_N表示仅由噪声起伏而引起的测量 不确定性，其中B是接收机的有效带宽，τ为等效积分时间；ΔT_G表示 由接收机系统增益变化引起的测量不确定性，其中，G_S是平均的系 统功率增益，ΔG_S是检测到的功率增益变化的有效值。在实际的遥感观测中，辐射 测量灵敏度主要决定于系统增益的变化。例如，对于常用的L波段接收机，设计参 数如下：T_SYS＝600K，B＝100MHz，τ＝0.01s，ΔG_S/G_S＝0.01，若天线温度T_A'在300K 附近，则可得到如下结果：ΔT_N＝0.9K，ΔT_G＝9K，ΔT＝9.05K。也就是说，辐射 测量灵敏度实际上主要决定于增益的变化。在遥感观测中所要求的灵敏度通常是1K 或更小量级，这就要求必须改善增益变化因子(ΔG_S/G_S)。对于工作频率较低的辐射 计，可采用控制电源电压和环境温度的方法，使增益变化降低一个量级或更好一些； 但对于较高的频段，要制造出满足使用要求的ΔG_S/G_S≤10^-4的高稳定性接收机是非 常困难的。为解决这一难题，又设计出狄克型辐射计，狄克型辐射计的原理框图如 图3所示。

由狄克型辐射计组成框图可以看出，相比全功率型辐射计，具有两个附加特点： (1)有一个狄克开关，与接收机输入端连接(在尽可能靠近天线的地方)，用于调 制接收机输入信号；(2)有一个同步检波器，与狄克开关配合使用。调制是使接收 机输入端周期性的在天线T_A'与参考源T_REF之间切换，采用的开关速率要高于接收机 增益变化谱上最高的有影响的谱分量。也就是说，在接收机与天线连接的半周期内， 以及在与参考噪声源连接的半周期内，G_S是相同的。对于接通天线的前半周期与接 通参考源的后半周期，检波器直流输出表示为：

$\left(\begin{array}{cc}{\bar{V}}_{dANT}=C_{d}GkB({T_A}^{\prime }+{T_{REC}}^{\prime });& 0\le t\le {\tau }_s/2,\\ {\bar{V}}_{dREF}=C_{d}GkB(T_{REF}+{T_{REC}}^{\prime });& {\tau }_s\le t\le {\tau }_s,\end{array}\right)$

式中，对应天线半周期的直流检波输出；对应参考源半周期的直流检 波输出；k表示玻尔兹曼常数，其大小为1.38×10^-23J·K^-1；C_d表示检波器功率灵 敏度常数(伏特/瓦)；T_REF是参考源的噪声温度，τ_s(＝1/f_s)是一个开关周期的时间。 接收机噪声温度T_REC'包含有输入开关的噪声贡献，其典型值在7到75K之间。

叠加在直流电压上的是因噪声和增益起伏而形成的交流分量。图3中的同步解 调器由一个与狄克开关同步工作的开关，及其后的两个单位增益放大器组成(并联) 组成，两个放大器的极性相反，一个接收天线半周期的信号V_dANT(t)，另一个接收参 考源半周期的信号V_dREF(t)。两单位增益放大器的输出相加后送到积分器，于是，同 步解调器的直流输出为：

${\bar{V}}_{syn}=\frac{1}{2}({\bar{V}}_{dANT}-{\bar{V}}_{dREF})=\frac{1}{2}{C}_{d}GkB({T_A}^{\prime }-T_{REF})---\left(1\right)$

由于积分时间为τ，所以低通滤波器的输出实际上等于：

${\bar{V}}_{out}\left(t\right)=\frac{g_{LF}}{\tau }[{\int }_0^{\tau /2}{V}_{dANT}\left(t\right)dt-{\int }_{\tau /2}^{\tau }{V}_{dREF}\left(t\right)dt]---\left(2\right)$

其中，g_LF表示低通滤波器的电压增益。

由于积分去除了大部分交流起伏，于是，输出电压由一直流分量和一相对十 分小的均方根值为σ_out的交流成分所组成，由上述式子，可得到为：

${\bar{V}}_{out}=\frac{1}{2}{g}_{LF}{C}_{d}GkB(T_A^{\prime }-T_{REF})=\frac{1}{2}{G}_S(T_A^{\prime }-T_{REF})---\left(3\right)$

除了滤除V_syn(t)的大部分起伏分量外，低通滤波器还滤除了f_s上的交流分量及其 高次谐波(由于方波调制而产生的)。即，开关速率f_s与低通滤波器的带宽B_LF相比， 必须大得多。f_s与B_LF之间的关系也可以从采样定理的观点加以考虑。B_LF代表在输 出电压中保留有输入信号起伏分量的频率范围，而f_s代表输入信号的采样频率。为 了满足采样定理，必须使f_s≥2B_LF。

根据式子(3)，直流输出电压正比于T′_A与T_REF之差，并且与接收机噪声温度T′_REC无关。下面简述狄克型辐射计的辐射测量分辨率ΔT的表示式。将(3)改写如下：

${\bar{V}}_{out}=\frac{1}{2}{G}_S[(T_A^{\prime }+T_{REC}^{\prime })-(T_{REF}+T_{REC}^{\prime })]$

V_out(t)的交流分量中包含三个组成部分：

a.增益变化，它引起的增益不确定性，表示为：

ΔT_G＝(T′_A-T_REF)(ΔG_S/G_S)；

b.(T′_A+T′_REC)的噪声变化，在τ/2期间积分时，它引起的噪声不确定性为：

${\mathrm{\Delta T}}_{N-ANT}=\frac{T_A^{\prime }+T_{REC}^{\prime }}{\sqrt{B\tau /2}}=\frac{\sqrt{2}(T_A^{\prime }+T_{REC}^{\prime })}{\sqrt{B\tau }};$

c.(T_REF+T′_REC)的噪声变化，它引起的噪声不确定性为：

${\mathrm{\Delta T}}_{N-REF}=\frac{\sqrt{2}(T_{REF}+T_{REC}^{\prime })}{\sqrt{B\tau }}.$

假设这三种不确定度是统计独立的，则总的辐射测量分辨力为

ΔT＝[(ΔT_G)²+(ΔT_N-ANT)²+(ΔT_N-REF)²]^1/2

代入并化简，得

$\Delta T={[\frac{2{(T_A^{\prime }+T_{REC}^{\prime })}^2+2{(T_{REF}+T_{REC}^{\prime })}^2}{B\tau }+\left(\frac{{\mathrm{\Delta G}}_S}{G_S}\right){(T_A^{\prime }-T_{REF})}^2]}^{1/2}---\left(4\right)$

当满足条件T′_A＝T_REF时，式子(4)方括号中的第二项为零，从而增益变化的影 响完全消除。当T′_A＝T_REF时，辐射计称作是平衡的，在此情况下，式子(4)简化为

$\Delta T=\frac{2(T_A^{\prime }+T_{REC}^{\prime })}{\sqrt{B\tau }}=2{\mathrm{\Delta T}}_{IDEAL}$

也就是说，是理想全功率辐射计(无增益变化)理论上的灵敏度的两倍。出现 系数2的原因是对T′_A观测只用了一半时间。

狄克辐射计若满足条件称之为平衡的狄克辐射计，式中，是接收机输入开关接到天线时的半周期内检波电压的直流分量；而也采用类似 的定义。在平衡条件下，因而目前常用的一种脉冲噪声注入狄克型 辐射计。该类型辐射计设备体积小，调节便捷，使用广泛。脉冲噪声注入狄克型辐 射计原理如图4所示。其原理是在输入开关之前，调节T″_A等于T_REF，实现平衡。

二极管开关在其极端的通和断状态下是最稳定的。在接通时，引起最小的衰减 (≈2.0dB)，在断开状态时，引起最大的衰减(典型值为60dB)。在脉冲噪声注入的 平衡辐射计中，利用了二极管的这种特性。反馈控制电路激励起一个压控振荡器 (VCO)，VCO又激励脉冲发生器。脉冲发生器的输出是由窄的矩形脉冲组成，每 个脉冲的宽度为τ_p，重复周期为τ_R＝1/f_R，f_R为脉冲重复频率。当二极管开关处于断 开状态时，得到最大的衰减，实际上掩盖了噪声二极管产生的噪声，这时T′_N的综合 值记为T′_OFF。当二极管开关接通时，得到最小的衰减或一个大的T′_N值，记为T′_ON。因 此，在整个重复周期τ_R上，

脉冲重复频率f_R应该比输入开关的方波调制频率f_S高得多，因而，在τ_s/2期间 形成许多脉冲，T′_N的平均值为

${\bar{T}}_N^{\prime }={\tau }_p{f}_R{T}_{ON}^{\prime }+(1-{\tau }_p{f}_R)T_{OFF}^{\prime },$

式中，τ_pf_R是一秒钟内二极管转换至接通位置上的总时间。

若τ_p保持为常数，则f_R可以由反馈环路控制以提供注入天线端口所需的值 (经由定向耦合器，耦合系数为F_c，F_c＞1)，致使积分器的输出端永远保持零条件。 该种辐射计的输出指示器是一测量f_R的频率计数器。噪声温度T″_A与天线噪声温度T′_A的关系为：

$T_A^{\prime \prime }=(1-\frac{1}{F_c})T_A^{\prime }+\frac{T_N^{\prime }}{F_c}$

该种辐射计的前端的参考负载(其噪声温度为T_REF)，耦合器及其他射频器件， 密封在一个恒温的盒子里，恒温温度为T₀。当输入开关连接到2端时，输入噪声温 度T_REF＝T₀＝常数。为了与参考负载平衡，要使足够数量的噪声功率，通过定向耦合 器注入到天线口，以使得在输入开关(图4的1端)上出现的输入噪声温度T″_A等于 T_REF，即：

T″_A＝T_REF＝T₀；

根据上述关系，可以得出f_R与T′_A4之间的线性关系：

$f_R=\frac{(F_c{T}_0-T_{OFF}^{\prime })-(F_c-1)T_A^{\prime }}{{\tau }_p(T_{ON}^{\prime }-T_{OFF}^{\prime })};$

一般的，在开关二极管断开期间，衰减器的损耗因子足够高，可以使噪声二极 管的贡献降低到可以忽略的值，这时T′_OFF近似等于T₀，从而f_R与T′_A4之间的关系可进 一步写为：

$f_R=\frac{(F_c-1)(T_0-T_A^{\prime })}{{\tau }_p(T_{ON}^{\prime }-T_0)}---\left(5\right)$

由于T₀已知，为了确定(5)式中与T₀-T′_A4相乘的因子的值，只要在 标定源的一个已知的噪声温度值上测量出f_R就可以了。该种类型辐射计的测量灵敏 度为：

$\Delta T=\frac{2(T_0+T_{REC}^{\prime })}{\sqrt{B\tau }}.$

从式子(5)可看出，乘积因子为正数，因为F_c＞1，T′_ON＞T₀(噪声 二极管的噪声温度大于恒温盒的恒温温度)，且f_R＞0，所以必然有T′_A＜T₀，也就是 说，该种狄克型辐射计只能测量辐射亮温低于T₀的目标。自然地物目标的辐射亮温 范围一般在0～300K，T₀一般小于400K。但是，当测量辐射亮温大于T₀的热源或人 工目标时，该种方法便不再适用。

发明内容

本发明的目的在于克服已有的狄克型辐射计只能测量辐射亮温低于恒温温度T₀的目标的缺陷，从而提供能实现更大温度范围的目标观测的用于狄克型辐射计的零 平衡数字组合积分器。

为了实现上述目的，本发明提供了一种用于狄克型辐射计的零平衡数字组合积 分器，包括：ADC转换单元1、信号组合积分器2、温度数值估算器3、脉冲发生器 4以及时钟同步单元5；其中，

所述的ADC转换单元1与前端的射频接收机连接，用于将射频接收机输出的检 波信号进行采样量化，量化后的数字信号由所述ADC转换单元1输出至信号组合积 分器2；所述信号组合积分器2对所述ADC转换单元1输入的数字信号进行时序判 别、分割组合、积分运算、比较判别，根据比较判别结果输出控制信号去控制所述 脉冲发生器4，输出时序判别结果、分割组合结果、积分运算结果以及比较判别结果 至所述温度数值估算器3；所述脉冲发生器4受控于所述信号组合积分器2，根据所 述信号组合积分器2输出的控制信号产生不同频率或不同占空比的脉冲，输出至外 部的噪声源开关；所述温度数值估算器3综合处理所述信号组合积分器2中由时序 判别得到的时序逻辑信号，由时间段分割组合所得到的两端数字信号，由积分运算 所得到的两个积分数值，平衡比较判别所得到的逻辑判断结果，经运算得出天线端 的辐射温度T′_A；所述时钟同步单元5用于产生所述ADC转换单元1、信号组合积分 器2、脉冲发生器4的时钟同步信号，保证所述ADC转换单元1、信号组合积分器2、 脉冲发生器4之间的严格的时间同步关系。

上述技术方案中，所述ADC转换单元1的输入端通过射频电缆与辐射计射频接 收机的检波输出端口连接，输出端口通过低频电缆与所述信号组合积分器2连接； ADC转换单元1与时钟同步单元5通过射频电缆连接。

上述技术方案中，所述的信号组合积分器2包括：时序判别器21、时间段分割 器22、信号组合器23、积分运算器24、比较器25以及平衡判别器26；其中，所述 的时序判别器21与ADC转换单元1连接，将ADC转换单元1输入的数字信号进行 时序判别，确定天线端口信号与噪声源信号的准确时序关系，使得 噪声源半周期＝天线半周期＝τ_s/2，其中τ_s为一个开关周期的时间，并将处理后的时 序逻辑信号31输入至时间段分割器22与温度数值估算器3，所述时序判别器21与 时钟同步单元5之间通过射频电缆连接，时钟同步单元5为时序判别器21提供全系 统的时钟同步信号；所述时间段分割器22对噪声源半周期的信号和天线半周期的信 号进行分割，将噪声源信号分割为t_on和t_off两个时间段，且有t_on+t_off＝τ_s/2，将 天线半周期按照时间段分割为和两个时间段，且有所述时间段分割器22将分割好的四段数字信号32按照严格的时序 逻辑关系输出至信号组合器23和温度数值估算器3；所述的信号组合器23接收时间 段分割器22输入来的四段数字信号，将其重新组合为两组混合信号，t_on段噪声源 信号与段天线信号组合为一组，t_off段噪声源信号与段天线信号组合为一组，将 组合后的两组数字信号输出至积分运算器24；所述的积分运算器24接收信号组合器 23输入来的两组重组后的数字信号，并分别对这两组信号做积分运算，分别获得这 两段数据在τ_s/2时间内的积分数值，将运算结果33输出至比较器25、温度数值估算 器3和脉冲发生器4；所述的比较器25接收积分运算器24输出的两个积分运算结果， 对其进行幅度值比较，并将比较结果输出至平衡判别器26；所述的平衡判别器26接 收比较器25输出的数字逻辑信号并进行逻辑判断，将逻辑判断信号34输出至温度 数值估算器3，并根据判断结果产生控制信号，输出至所述脉冲发生器4。

上述技术方案中，所述平衡判别器26在生成控制信号时，若所述积分运算器24 输出的两个积分运算结果相等，则不改变控制信号，保持与上一个周期相同；若两 个积分运算结果不相等，则改变控制信号，从而改变所述脉冲发生器4的输出频率 或占空比。

上述技术方案中，所述脉冲发生器4接收所述平衡判别器26输出的逻辑判别信 号和积分运算器24输出的积分运算结果，经分析处理后，产生相应的控制脉冲，控 制噪声源开关的接通和断开。

本发明的优点在于：

本发明的用于狄克型辐射计的零平衡数字组合积分器在实验室测试和外场辐射 目标观测中均得到了良好的应用。实际测试结果表明：该零平衡数字组合积分器在 狄克型辐射计中运行良好，测试结果稳定且具有重复一致性，能够观测从0K至几千 K的地物辐射目标和人造目标，用途十分广泛。且经过该零平衡数字组合积分器优 化后的狄克型辐射计体积减小，结构简化，运行更稳定且操作便捷。

附图说明

图1是全功率型辐射计的原理图；

图2是全功率型辐射计的等效原理图；

图3是狄克型辐射计的原理图；

图4是脉冲噪声注入狄克型辐射计的原理图；

图5是本发明的用于狄克型辐射计的零平衡数字组合积分器的结构图；

图6是本发明的用于狄克型辐射计的零平衡数字组合积分器中的信号组合积分 器的结构图；

图7是本发明的用于狄克型辐射计的零平衡数字组合积分器在狄克型辐射计中 的应用实例示意框图；

图8是用于狄克型辐射计的零平衡数字组合积分器的工作时序图。

附图说明

1、ADC转换单元2、信号组合积分器

3、温度数值估算器4、脉冲发生器

5、时钟同步单元

21、时序判别器22、时间段分割器

23、信号组合器24、积分运算器

25、比较器26、平衡判别器

31、时序判别器输出的时序逻辑信号32、时间段分割器输出的四段数字信 号

33、积分运算器输出的数字积分信号34、平衡判别器输出的逻辑判断信号

51、ADC转换单元的时钟同步信号52、时序判别器的时钟同步信号

53、脉冲发生器的时钟同步信号

具体实施方式

现结合附图对本发明作进一步的描述。

参考图5，本发明的用于狄克型辐射计的零平衡数字组合积分器包括：ADC转 换单元1、信号组合积分器2、温度数值估算器3、脉冲发生器4以及时钟同步单元 5；其中，所述的ADC转换单元1与前端的射频接收机连接，用于将射频接收机输 出的检波信号进行采样量化，量化后的数字信号由ADC转换单元1输出至信号组合 积分器2；所述信号组合积分器2对ADC转换单元1输入的数字信号进行时序判别、 分割组合、积分运算、比较判别，根据比较判别结果输出控制信号去控制脉冲发生 器4，输出时序判别结果、分割组合结果、积分运算结果以及比较判别结果至温度数 值估算器3；所述脉冲发生器4受控于信号组合积分器2，根据信号组合积分器2输 出的控制信号产生不同频率或不同占空比的脉冲，输出至外部的噪声源开关，从而 使噪声源产生不同的通断比状态；所述温度数值估算器3综合处理信号组合积分器2 中由时序判别得到的时序逻辑信号，由时间段分割组合所得到的两端数字信号，由 积分运算所得到的两个积分数值，平衡比较判别所得到的逻辑判断结果，经运算得 出天线端的辐射温度T′_A；所述时钟同步单元5用于产生ADC转换单元1、信号组合 积分器2、脉冲发生器4的时钟同步信号，保证ADC转换单元1、信号组合积分器2、 脉冲发生器4之间的严格的时间同步关系。

下面对本发明的积分器中的各个部件做进一步说明。

ADC转换单元1进一步包括ADC转换模块，放大器，滤波器。ADC转换单元 1的输入端通过射频电缆与辐射计射频接收机的检波输出端口连接，输出端口通过低 频电缆与信号组合积分器2连接；ADC转换单元1与时钟同步单元5通过射频电缆 连接，时钟同步单元5将时钟同步信号51输入至ADC转换单元1，使其完成模拟- 数字转换并与其他单元模块建立时间同步关系。

参考图6，所述的信号组合积分器2包括：时序判别器21、时间段分割器22、 信号组合器23、积分运算器24、比较器25以及平衡判别器26；其中，所述的时序 判别器21与ADC转换单元1连接，将ADC转换单元1输入的数字信号进行时序判 别，确定天线端口信号与噪声源信号的准确时序关系，使得 噪声源半周期＝天线半周期＝τ_s/2，并将处理后的时序逻辑信号31输入至时间段分 割器22与温度数值估算器3，时序判别器21与时钟同步单元5之间通过射频电缆连 接，时钟同步单元5为时序判别器21提供全系统的时钟同步信号；所述时间段分割 器22对噪声源半周期的信号和天线半周期的信号进行分割，将噪声源信号分割为t_on和t_off两个时间段(t_on对应于噪声源接通的状态，即T′_ON的状态；t_off对应噪声源断 开的状态，即T′_OFF(或T₀)的状态)，且有t_on+t_off＝τ_s/2，将天线半周期按照时间 段分割为和两个时间段，且有时间段分割器 22将分割好的四段数字信号32按照严格的时序逻辑关系输出至信号组合器23和温 度数值估算器3；所述的信号组合器23接收时间段分割器22输入来的四段数字信号， 将其重新组合为两组混合信号，t_on段噪声源信号与段天线信号组合为一组，t_off段 噪声源信号与段天线信号组合为一组，将组合后的两组数字信号输出至积分运算 器24；所述的积分运算器24主要包括累加器和平滑滤波器，积分运算器24接收信 号组合器23输入来的两组重组后的数字信号，并分别对这两组信号做积分运算，分 别获得这两段数据在τ_s/2时间内的积分数值，将运算结果33输出至比较器25、温度 数值估算器3和脉冲发生器4；所述的比较器25接收积分运算器24输出的两个积分 运算结果，对其进行幅度值比较，并将比较结果输出至平衡判别器26；所述的平衡 判别器26接收比较器25输出的数字逻辑信号并进行逻辑判断，将逻辑判断信号34 输出至温度数值估算器3，并根据判断结果产生控制信号，输出至脉冲发生器4；在 生成控制信号时，若积分运算器24输出的两个积分运算结果相等，则不改变控制信 号，保持与上一个周期相同；若两个积分运算结果不相等，则改变控制信号，从而 改变脉冲发生器的输出频率或占空比。

所述的温度数值估算器3进一步包括：存储器，滤波器，数据判别器，温度数 值反演模块。温度数值估算器3与时序判别器21、时间段分割器22、积分运算器24， 平衡判别器26连接，综合处理这4个模块的数字信号，计算出天线观测温度T′_A。

所述的脉冲发生器4进一步包括：逻辑信号判读器，数字脉冲形成模块，脉冲 调制器，放大器。脉冲发生器4接收平衡判别器26输出的逻辑判别信号和积分运算 器24输出的积分运算结果，经分析处理后，产生相应的控制脉冲，控制噪声源开关 的接通和断开。

所述的时钟同步单元5用于产生该零平衡数字组合积分器所需的所有时钟信号， 产生的时钟信号与辐射计其他单元模块的时钟信号保持同步关系。时钟同步单元5 与ADC转换单元1、时序判别器21、脉冲发生器4连接，分别输出ADC转换单元 的时钟同步信号51、时序判别器的时钟同步信号52以及脉冲发生器的时钟同步信号 53，时钟同步单元输出的信号具有高稳定度、低杂散的特性。

图7为本发明的用于狄克型辐射计的零平衡数字组合积分器在狄克型辐射计中 的应用实例示意框图。该零平衡数字组合积分器应用于狄克型辐射计中，一方面简 化了辐射计射频前端的结构设计，省去了射频前端的参考负载和天线输入端的耦合 器，去除了由于耦合器耦合度的变化引起的测量不稳定性，而且简化后的前端结构 使局部恒温更易于实现，并降低了整体功耗；另一方面，该零平衡数字组合积分器 实现了灵活的信号重组，使辐射计观测温度范围大大增加。

本发明的用于狄克型辐射计的零平衡数字组合积分器具有大范围的温度测量功 能。现有的狄克型辐射计测量范围局限于0～T₀(K)之间，由于T₀为射频前端恒温模 块的恒温温度，一般小于400K。而本发明由于采用两通道信号组合积分的方式，可 以使狄克型辐射计实现更大范围的温度测量。

图8为用于狄克型辐射计的零平衡数字组合积分器的工作时序图。从图中可以 看出，前τ_s/2半周期为接收机接通噪声源半周期，后τ_s/2半周期为接收机接通天线的 半周期。在前τ_s/2半周期中，噪声源接通的总时长为t_on，噪声源断开的总时长为t_off， 且有t_on+t_off＝τ_s/2；在后τ_s/2半周期中，天线的观测温度保持不变，为T′_A。噪声源 的关断温度T′_OFF为恒温模块的恒温温度，一般小于400K，噪声源的接通温度T′_ON一 般为几百或几千K；天线的观测温度T′_A。根据上述的狄克型辐射计平衡原理，有：

$T_{ON}^{\prime }·t_{on}+T_A^{\prime }·t_a^2=T_{OFF}^{\prime }·t_{off}+T_A^{\prime }·t_a^1\Rightarrow$

$T_A^{\prime }(t_a^2-t_a^1)=T_{OFF}^{\prime }·t_{off}-T_{ON}^{\prime }·t_{on}\Rightarrow$

$T_A^{\prime }=\frac{T_{OFF}^{\prime }·t_{off}-T_{ON}^{\prime }·t_{on}}{t_a^2-t_a^1}$

因为$t_a^1=t_{on},t_a^2=t_{off},$故有

$T_A^{\prime }=\frac{T_{OFF}^{\prime }·t_{off}-T_{ON}^{\prime }·t_{on}}{t_{off}-t_{on}}$

根据T′_ON和T′_OFF的具体温度值，对任一大于0K且小于T′_ON的T′_A，总有与之匹配的 t_on和t_off，使得两个组合积分数值相等，实现零平衡。

本发明的用于狄克型辐射计的零平衡数字组合积分器简化了现有狄克型辐射计 的结构，提高了测量稳定性。现有的狄克型辐射计的射频前端有一个噪声参考负载， 在天线输入端有一个耦合器。采用零平衡数字组合积分器，可以省去现有狄克型辐 射计前端的参考负载和耦合器，简化了辐射计的结构，较少了设备元件，消除了由 于参考负载端口反射引起的信号波动以及耦合器的耦合度变化对测量灵敏度的影 响。

本发明的用于狄克型辐射计的零平衡数字组合积分器的全数字组合积分方式使 得积分测量和平衡判别更加灵活。可采用FPGA进行数字处理和反馈控制，灵活设 置积分时长，调节噪声源输出占空比，能够满足不同地物目标的探测需求。

最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管 参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明 的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均 应涵盖在本发明的权利要求范围当中。