“北斗二代”B1频段弱信号捕获方法

摘要

本发明属于卫星通信技术领域，尤其涉及针对北斗卫星导航系统(BeiDou Navigation Satellite System，BDS)的快速高效信号捕获方法。本发明主要针对“北斗二代”B1频段微弱信号，采用本地经过量化的伪随机码，通过NH码二次调制后，与接收信号进行多毫秒的相干积分，实现于SFT的频域码相位搜索算法，这能进一步减少捕获算法的运算复杂度以及捕获时间。

说明书

技术领域

本发明属于卫星通信技术领域，尤其涉及针对北斗卫星导航系统(BeiDou NavigationSatelliteSystem，BDS)的快速高效信号捕获方法。

背景技术

卫星信号捕获技术随着我国北斗卫星导航系统的实施已经成为当前以及未来卫 星通信系统中的一项重要技术。北斗二代信号捕获的目的是为了获得所有可见北斗二代卫 星信号的载波频率和码相位。载波频率和码相位的搜索过程是一个二维搜索的过程，如果 加上对不同的卫星搜索，那么整个捕获过程就是三维的搜索过程。信号捕获的基础是测距 码的相关性，所以对于搜索来说，只有当接收机内部复制的载波和测距码信号与接收信号 一致时，相关器的输出才会达到最大值。如图1所示，每一个频率分格相对应的是一个载波 频率搜索值，每一个码相位分格对应一个码相位搜索值。两者的交叉点，就是一个基本的搜 索单元。

卫星信号捕获方法主要有两种。

第一种是串行搜索捕获法。串行搜索捕获方法是卫星导航系统为解决捕获问题提 出的最早的传统方法。该方法是对码相位和多普勒频移分别进行串行搜索。由于码相位搜 索的步长通常为半个码片，而一个码元周期较长，所以串行搜索效率低。多普勒频率搜索步 长是根据相干积分时间而定，通常为相干积分时间的倒数，其搜索范围由接收机所在的动 态状态决定。

第二种是并行搜索捕获法。并行搜索捕获方法是为了解决串行搜索时间长的问题 而提出的。通常实现的是码相位采取并行搜索，而多普勒频移采取串行搜索。该方法利用快 速傅里叶变换(FastFourierTransform，FFT)与快速傅立叶反变换(IFFT)将相关运算从 时域转换到频域进行，降低了捕获所用时间，也为实时处理的实现奠定了基础。

卫星导航应用广泛，在室内、城市等人类活动频繁的环境下多径和穿墙因素大大 削弱和衰减了北斗导航信号的功率。并且，由于反射、衍射等因素产生其他干扰信号使接受 信噪非常低，在低信噪比高灵敏度的要求下，须增加相关运算所用的信号长度，而与传统 GPS信号不同，北斗卫星信号采用Neumann-Hoffman码(简称NH码)进行二次编码调制，在提 髙互相关性能的同时也给卫星信号的捕获方法带来了挑战，NH码的调制使得每间隔1ms就 有可能产生符号位跳变,这就限制了B1信号的相干积分时长，严重影响了北斗二代卫星B1 信号的捕获性能。高速移动的导航卫星之间的通信往往存在较大的多普勒频移，需要极大 量级的乘法运算来完成三维全并行搜索。因此，在星上资源有限的前提下，仍然需要寻求一 种新的捕获和同步算法，在实现大动态信号快速和可靠捕获的同时，大幅度降低硬件资源 开销，以满足高速运动载体的深空导航定位需求。

发明内容

为了简化基于FFT的传统频域码相位搜索算法，针对捕获相关峰的稀疏特性，本发 明主要针对“北斗二代”B1频段微弱信号，利用GPS相关理论和稀疏傅立叶变换理论，结合北 斗信号特性，提出了一种快速、可靠的信号捕获算法，实现于SFT的频域码相位搜索算法，这 能进一步减少捕获算法的运算复杂度以及捕获时间。

为了方便的描述本发明的内容，首先对北斗导航定位系统进行介绍：

北斗导航定位系统发射的信号目前主要包括：B1、B2和B3共三个频段的信号。

B1频段和B2频段的信号由开放服务的支路I和授权服务的支路Q，其中，B1频段信 号包含了载波、测距码和导航电文和3个信号分量，通过正交相移键控(简称QPSK， QuadraturePhaseShiftKeying)的调制方式将导航数据信息、NH码和测距码调制到载波 上，载波频率为1561.098MHz，调制在B1频段两个支路上的测距码分别是支路I上的普通测 距码(简称C码)和支路Q上的精密测距码(简称P码)。与GPS不同的是，GPS采用的是二进制相 移键控(简称BPSK，BinaryPhaseShiftKeying)的调制方式，且在GPS的L1频段没有NH码 调制。除了北斗的测距码与GPS的C/A码的码周期都是1ms，导航数据位周期都是20ms相同 外，北斗B1频段I支路上测距码的码速率是GPSC/A码的两倍，即2.046Mcps，也就是该测距 码的码长为2046chips。从卫星信号发射角度看，北斗与GPS一样，都是采用码分多址(Code DivisionMultipleAccess，CDMA，)和右旋圆极化(RightHandCircularPolarized， RHCP，)的方式。B1频点信号采用“测距码+导航电文”正交(I、Q两路)调制在载波的结构，其 表达式可以描述为：由 以上信号表达式可知，B1频点信号由I、Q两个支路组成，其中I支路是开放服务，用于民用；Q 支路为授权服务，具有较高的测距精度，只有经过授权后，才可以使用该频点的信号。式中， j表示卫星的编号；A_I表示B1频点I支路调制载波的测距码幅度；A_Q表示B1频点Q支路调制载 波的测距码幅度；C_I表示I支路测距码；C_Q表示Q支路测距码；D_I表示I支路测距码上调制的导 航电文；D_Q表示Q支路测距码上调制的导航电文；f₀表示B1频点的载波频率；表示B1频点载 波的初始相位；表示B1频点载波Q支路的初始相位。

本发明主要针对的是B1I信号，对开放支路进行研究。

B1频段I支路测距码(简称为C_B1I码)，采用两个线性反馈移位寄存器(Linear FeedbackShiftRegister，LFSR)设计生成，这两个线性反馈移位寄存器都是11阶的用G1 和G2表示。截短1码片由G1和G2通过模二加的方式产生的平衡Gold码生成C_B1I，具体产生示 意图如图2所示。其中，G2序列的移位寄存器不同抽头与卫星编号之间的对应关系参考北斗 卫星导航系统空间信号接口控制文件。

根据结构与速率的不同，导航电文分为D1和D2两种导航电文，其中，D1导航电文是 本发明所针对的对象，码速率为50bps的导航电文包含了基本导航信息。在D1导航数据内存 在霍夫编码(Neuman-Hoffman码，NH码)，NH码是调制在D1导航电文上的一种二次编码，它的 码速率是1kbps，周期时长为20ms。也就是说一个导航电文内包含一个周期的NH码，一个NH 码周期包含20个码元。在一个NH码周期内的20个码元是固定已知的，依次是0，0，0，0，0，1， 0，0，1，1，0，1，0，1，0，0，1，1，1，0。此外，导航数据位、NH码和测距码三者是同步调制的，三者 同步调制载波后将导航信号发送出去用于卫星导航接收机的定位，D1导航电文信号生成如 图3所示。

本发明的技术方案：

本发明采用本地经过量化的伪随机码，通过NH码二次调制后，与接收信号进行相 干积分，这种方法优点是将NH码的剥离与码相位同步同时进行。同时，由于本地伪随机码经 过NH码二次调制，如果接收数据中存在导航数据位的跳变，经过相干积分后，不会出现GPS 那样相互抵消为零的情况，同样，可以找到最大峰值及其所在位置，从而求得初始码相位。 其中，频率搜索选取的范围一般与载波多普勒频率的变化范围相同。在频率步长相同的条 件下，载波频率搜索空间增大，可能搜索到的卫星增多，捕获能力增强，同时计算量增大，捕 获速度减慢，搜索空间大小对捕获精度以及捕获能力没有影响。而载波频率搜索的步长和 捕获时间以及捕获精度有着直接的关系，通常认为频率搜索步长选取的最大值是单次相 关运算中数据时间长度的倒数，或者更小的频率值。

对于两个长度为N的数字信号x(n)与h(n)，其相关可以写成 对r(n)作离散傅立叶变换$\begin{array}{c}R\left(K\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}x\left(m\right)h\left(n+m\right)e^{-\left(j2\pi Kn\right)/N}\\ =\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}x\left(m\right)\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}\left[h\left(n+m\right)e^{-\left(j2\pi K\left(n+m\right)/N\right)}\right]e^{\left(j2\pi Km\right)/N}\\ =H\left(K\right)\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}x\left(m\right)e^{\left(j2\pi Km\right)/N}\\ =H\left(K\right)X\left(-K\right)\end{array}.$如果x(m)为实数，则有x^*(m)＝x(m)，于是可以得到：X(K)＝X^*(-K)，其中，X^*(K)代表X(K)的 共轭。

同理可推导得：R(K)＝H(-K)X(K)。

则：R(K)＝H(K)X^*(K)＝H^*(K)X(K)。

因此，时域相关函数r(n)，可由R(K)作反傅里叶变换得到，即： $r\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}x\left(m\right)h(n+m)=IDFT\left(DFT\right(x\left(n\right))·{\mathrm{DFT}}^{*}(h\left(n\right)\left)\right).$

完成信号捕获只需要将相关函数中的x(n)换成北斗卫星信号采样序列，h(n)换作 本地伪随机码经过NH码二次调制后的码字即可实现。在实际处理中，离散傅里叶变换(DFT) 一般采用快速傅里叶变换(FFT)实现。

由于相关运算后得到的相关信号具有稀疏性，根据傅里叶变换的性质：时域混叠 相当于对应频域降采样，反之，频域降采样相当于对应时域混叠。因此，用稀疏反傅里叶变 换代替IFFT，即先对频域进行降采样然后进行IFFT。而频域的降采样过程又可以通过对x (n)和h(n)进行混叠然后FFT得到。

“北斗二代”B1频段弱信号捕获方法，具体步骤如下：

S1、根据“北斗二代”信号测距码的结果产生第j颗卫星1个周期的本地伪随机码， 根据采样频率和码速率的关系对所述本地伪随机码进行扩展，将扩展后的1ms本地伪随机 码复制扩展为20ms，将所述本地20ms的伪随机码进行NH码调制，得到本地的相关码序列h (n)，其中，所述一个周期为1ms，j＝1,2,3，...，所述h(n)的长度为N；

S2、对S1所述h(n)进行混叠处理，混叠为对混叠得到的h' [m]做FFT求共轭得到其中，m∈{0,…,B-1}，n表示第n个采样点，n∈{0,…,N-1}；

S3、接收20ms的中频采样信号s(n)并进行下变频处理，即， $\begin{array}{c}x\left(n\right)=x_I\left(n\right)+j·x_Q\left(n\right)\\ =s\left(n\right)·\cos \left(2\pi \left(f_{IF}-f_B+\left(i-1\right)\Delta f\right)·n·t_s\right)\\ +j·s\left(n\right)·\sin \left(2\pi \left(f_{IF}-f_B+\left(i-1\right)\Delta f\right)·n·t_s\right)\end{array},$其中，x(n)表示接收机接收到的中频信号 经过降频后的基带信号，f_IF表示设定的已知中频载波频率，Δf为频率搜索步长，f_B为接收 信号最大多普勒频偏，i表示对频率的第i次搜索，t_s表示采样周期，即采样频率的倒数，所 述x(n)的长度为N；

S4、对S3所述x(n)数据进行混叠，得到对所述x'[m]做FFT求 共轭得到X'_f；

S5、将S2所述和S4所述相乘，并进行IFFT操作得到

S6、判断频率是否遍历完毕，如遍历完毕则转入S7，若未遍历完毕则转入S3；

S7、在所有r'_i中找出最大峰值点对应的r'_max，在所述r'_max中查找该最大峰值所在 码元范围之外的最大值，命名为第二峰值，所有r'_i中的最大峰值命名为第一峰值；

S8、进行判定，

若则说明捕获成功，则该卫星信号的频率为f_IF-f_B+(max-1)Δf，对 应的码相位为最大峰值处的码相位对每毫秒信号采样点数取模，

若则说明捕获失败，其中，Φ为门限，是经验值；

S9、判断卫星星号是否遍历完全，

若未遍历完全，则令j＝j+1，返回S1，

若遍历完全，则捕获过程结束。

进一步地，S2所述对S1所述h(n)进行混叠处理，具体步骤如下：

S21、将S1所述h(n)均匀分为p段，其中，p能整除N，则每段长B＝N/p；

S22、将均匀分为p段的h(n)按进行混叠。

进一步地，S4所述对S3所述x(n)数据进行混叠处理，具体步骤如下：

S41、将S3所述x(n)均匀分为p段，其中，p能整除N，则每段长B＝N/p；

S42、将均匀分为p段的x(n)按进行混叠。

本发明的有益效果是：

针对北斗卫星信号，采用本地经过量化的伪随机码，通过NH码二次调制后，与接收 信号进行多毫秒的相干积分，这种方法优点是将NH码的剥离与码相位同步同时进行的，同 时用SFT代替FFT操作，相比传统的捕获方式可以大幅度降低硬件资源开销，缩短捕获时间。

附图说明

图1是卫星信号捕获的三维搜索图。

图2是C_B1I码发生器示意图，其中，G1序列和G2序列的初始相位为01010101010。

图3是北斗卫星信号二次编码示意图。

图4是本发明所提捕获算法的具体流程图。

图5是本发明所提基于SFT提捕获算法和基于FFT捕获算法捕获过程中复数乘法次 数。

图6是本发明所提基于SFT提捕获算法和基于FFT捕获算法捕获过程中复数加法次 数。

具体实施方式

下面结合实施例和附图，详细说明本发明的技术方案。

发明一种基于稀疏傅立叶变换的“北斗二代”B1频段弱信号捕获方法，其主要创新 是将本地经过量化的伪随机码通过NH码二次调制作为新的伪随机码与接收信号进行多毫 秒的相干积分，这样做将NH码的剥离与码相位同步同时进行，可以实现对弱信号的捕获。根 据时域相关信号的稀疏性，本发明用SFT来代替传统的FFT过程，这样可以大幅度降低捕获 过程的硬件资源开销，缩短捕获时间。各种优点结合，使得本发明在针对北斗B1频段弱信号 的捕获过程中，具有快速、可靠、高效的性能。

计算机仿真表明，采样频率为62MHz，接收信号最大多普勒频偏f_B为7KHz，为频率 搜索步长Δf为50Hz，在接收端信噪比(SNR)大于-23dB，并设定虚警率为0.1％的情况下，本 发明所采用基于离散傅里叶变换的卫星信号捕获算法的捕获概率能达到100％，与用传统 FFT方式进行捕获的捕获性能相同，其中混叠参数p＝2。同时，由于SFT将信号和本地码进行 混叠然后进行FFT和IFFT，大大减少了复数乘法和复数加法的数量。图6和图5分别表示对于 不同的采样频率，基于离散傅里叶变换的信号捕获算法与传统FFT算法在复数乘法单元和 复数加法单元上数量的差别。

“北斗二代”B1频段弱信号捕获方法，具体步骤如下：

S1、根据“北斗二代”信号测距码的结果产生第j颗卫星1个周期的本地伪随机码， 根据采样频率和码速率的关系对所述本地伪随机码进行扩展，将扩展后的1ms本地伪随机 码复制扩展为20ms，将所述本地20ms的伪随机码进行NH码调制，得到本地的相关码序列h (n)，其中，所述一个周期为1ms，j＝1,2,3，...，所述h(n)的长度为N；

S2、对S1所述h(n)进行混叠处理，将S1所述h(n)均匀分为p段，将均匀分为p段的h (n)按进行混叠，对混叠得到的h'[m]做FFT求共轭得到其中，m∈ {0,…,B-1}，n表示第n个采样点，n∈{0,...,N-1}，p能整除N，则每段长B＝N/p；

S3、接收20ms的中频采样信号s(n)并进行下变频处理，即， $\begin{array}{c}x\left(n\right)=x_I\left(n\right)+j·x_Q\left(n\right)\\ =s\left(n\right)·\cos \left(2\pi \left(f_{IF}-f_B+\left(i-1\right)\Delta f\right)·n·t_s\right)\\ +j·s\left(n\right)·\sin \left(2\pi \left(f_{IF}-f_B+\left(i-1\right)\Delta f\right)·n·t_s\right)\end{array},$其中，x(n)表示接收机接收到的中频信号 经过降频后的基带信号，f_IF表示设定的已知中频载波频率，Δf为频率搜索步长，f_B为接收 信号最大多普勒频偏，i表示对频率的第i次搜索，t_s表示采样周期，即采样频率的倒数，所 述x(n)的长度为N；

S4、对S3所述x(n)数据进行混叠，将S3所述x(n)均匀分为p段，将均匀分为p段的x (n)按进行混叠，对所述x'[m]做FFT求共轭得到X'_f，其中，p能整除N，则 每段长B＝N/p；

S5、将S2所述和S4所述相乘，并进行IFFT操作得到

S6、判断频率是否遍历完毕，如遍历完毕则转入S7，若未遍历完毕则转入S3；

S7、在所有r'_i中找出最大峰值点对应的r'_max，在所述r'_max中查找该最大峰值所在 码元范围之外的最大值，命名为第二峰值，所有r'_i中的最大峰值命名为第一峰值；

S8、进行判定，

若则说明捕获成功，则该卫星信号的频率为f_IF-f_B+(max-1)Δf，对 应的码相位为最大峰值处的码相位对每毫秒信号采样点数取模，

若则说明捕获失败，其中，Φ为门限，是经验值；

S9、判断卫星星号是否遍历完全，

若未遍历完全，则令j＝j+1，返回S1，

若遍历完全，则捕获过程结束。