并联型有源电力滤波器谐波补偿电流直流电平抑制电路

摘要

本发明公开了并联型有源电力滤波器谐波补偿电流直流电平抑制电路，该电路是基于并联型有源电力滤波器的改进，包括霍尔传感器和PI环电流控制，该电路还包括差分电路、电压放大器和超级伺服电路；霍尔传感器的输出端与差分电路的输入端相连，差分电路的输出端与电压放大器的输入正端相连，电压放大器的输出端与超级伺服电路的输入正端相连，电压放大器的输出端与PI环电流控制的输入负端相连，超级伺服电路的输出端与电压放大器的输入负端相连。本发明的电路改进，提高了谐波补偿电流信号质量，解决了由于补偿电流信号链路直流电平造成有源电力滤波器偶次分量谐波补偿电流调节动态范围过大的问题。应用这项发明，可有效地提高有源电力滤波器性能。

说明书

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种联型有源电力滤波器谐波补偿电流直流电平抑制电路。

背景技术

配电系统电能质量问题日益得到人们的关注，电能质量调节手段也在不断地发展进步。并联型有源电力滤波器(SAPF)作为一种高效灵活的谐波治理装置得到了广泛研究和应用。从目前实际产品结构来看，负载电流检测的控制方式是主流应用。

图1为并联有源电力滤波器的原理框图。SAPF主要有两大部分组成：即谐波电流检测与数字处理电路和谐波补偿电流发生电路，构成一个闭环控制系统。在图1中，CT(电流互感器)2检测非线性负载3的电流，经谐波检测与DSP6的信号调理、放大和数字信号处理(DSP)，得到指令电流i*ca；霍尔传感器4检测补偿电流，经电压放大器5放大补偿电流，得到反馈补偿电流ica，指令电流与补偿电流的差值信号经电流控制(PI环)10放大后得到信号；差值信号与三角波一起输入到PWM调制器9进行比较，得到PWM调制信号，注入PWM驱动电路8控制逆变器7功率管进行开关变换，使其产生谐波补偿电流，经输出滤波器11注入电网1，以抵消非线性负载3产生的谐波电流。从而在电网侧得到一个正弦性良好且和电网电压无相位差的基波有功电流，达到滤波目的。

图2为电网电流、负载电流和补偿电流之间波形关系。

由图1所知，在理想条件下，电压放大器5输出所得到谐波补偿电流无直流电平，谐波补偿电流信号具有镜对称性质(周期函数移动半个周期后与横轴对称)。根据傅里叶级数理论，电流中只含有1、3、5、7等奇次谐波分量，不含偶次谐波分量。实际上，SAPF是由电子元器件组成，由于受到电子元器件参数的不均匀性与非线性、控制电路自身产生直流偏移量和非线性负载等因素影响，由霍尔传感器4检测，经电压放大器5放大得到的谐波补偿电流信号中含有直流成分，即电路直流偏移量。偏移量最大可达到100mV～200mV，经电流控制10PI调节器调节与放大，直流偏移量进一步加大，以至指令电流与补偿电流差值信号波形出现上限幅或下限幅失真。根据傅里叶级数理论，限幅失真波形中必定含有偶次分量，SAPF需对偶次分量进行补偿调整，且调整动态范围大，补偿效果差，影响SAPF产品性能和质量。

发明内容

为了解决上述问题，本发明目的在于一种并联型有源电力滤波器谐波补偿电流直流电平抑制电路，以提高谐波补偿电流信号质量，解决由于补偿电流信号链路直流电平造成有源电力滤波器偶次分量谐波补偿电流调节动态范围过大的问题。

上述目的是通过如下技术方案实现的：

一种并联型有源电力滤波器谐波补偿电流直流电平抑制电路，该电路是基于并联型有源电力滤波器的改进，包括霍尔传感器和PI环电流控制；该电路的霍尔传感器和PI环电流控制之间设有差分电路、电压放大器和超级伺服电路；霍尔传感器的输出端与差分电路的输入端相连，差分电路的输出端与电压放大器的输入正端相连，电压放大器的输出端与超级伺服电路的输入正端相连，电压放大器的输出端与PI环电流控制的输入负端相连，超级伺服电路的输出端与电压放大器的输入负端相连。

进一步地，所述差分电路包括：双绞线TW1、电阻R1、R2、R3、R4和运算放大器电路U1A，R1＝R3，R2＝R4；该差分电路经双绞线TW1与霍尔传感器连接。

进一步地，所述电压放大器包括：电阻R5、R6、R7和运算放大器电路U1B；电压放大器的输出端经R8与超级伺服电路的输入正端相连。

进一步地，所述电压放大器的增益为：G(s)＝(R5//R6+R7)/(R5//R6)。

进一步地，所述超级伺服电路包括：电阻R8、R9、电容C1、C2和运算放大器电路U2，R8＝R9，C1＝C2；超级伺服电路的输出端经R5与电压放大器的输入负端相连。

进一步地，R8与C1构建无源低通滤波器提取电压放大器中的直流电平，R9、C2与运算放大器U2构建积分器电路，两者组合构成一个同相积分器，作为系统负反馈支路，其反馈系数为H(s)＝(R6//R7)/[(R5+R6//R7)×sR8C1]。

本发明的有益效果：

本发明在有源电力滤波器原有谐波补偿电流检测电路基础上，增加了差分电路和超级伺服电路，差分电路抑制信号中的共模噪声，提高信号信噪比；电压放大器和超级伺服电路构建一个负反馈闭环控制系统，使得电压放大器输出直流电平为0，完全抑制信号中的直流电平，使指令电流与谐波补偿电流差值信号经电流控制放大后不会出现限幅失真，有效地控制了控制电流中偶次谐波分量数值，偶次谐波补偿电流调节动态范围大幅减小。本发明的电路改进，提高了谐波补偿电流信号质量，解决了由于补偿电流信号链路直流电平造成有源电力滤波器偶次分量谐波补偿电流调节动态范围过大的问题。应用这项发明，可有效地提高有源电力滤波器性能。

附图说明

图1是并联型有源电力滤波器原理结构框图；

图2是并联型有源电力滤波器电网电流、负载电流和补偿电流波形图；

图3是本发明提供的并联型有源电力滤波器原理结构框图；

图4是差分电路、电压放大器和超级伺服的结构框图；

图5是差分电路的电路图(图4中51的放大)；

图6是电压放大器的电路图(图4中52的放大)；

图7是超级伺服的电路图(图4中53的放大)。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例详细说明本发明的技术方案。

为图3为本发明提供的并联型有源电力滤波器谐波补偿电流直流电平抑制电路，该电路是基于现有技术中如图1所示的并联型有源电力滤波器的改进，包括霍尔传感器4和PI环电流控制10，将图1中的电压放大器5用差分电路51、电压放大器52和超级伺服电路53代替。霍尔传感器4的输出端与差分电路51的输入端相连，差分电路51的输出端与电压放大器52的输入正端相连，电压放大器52的输出端与超级伺服电路53的输入正端相连，电压放大器52的输出端与PI环电流控制10的输入负端相连，超级伺服电路53的输出端与电压放大器52的输入负端相连。

本发明中，差分电路51(如图5所示)包括：双绞线TW1、电阻R1、R2、R3、R4和运算放大器电路U1A；其输出信号与电压放大器正端相连；取R1＝R3、R2＝R4；差分电路51经双绞线TW1接收霍尔传感器4信号，并用其消除霍尔传感器4信号中的共模噪声。电压放大器52(如图6所示)包括：电阻R5、R6、R7和运算放大器电路U1B；电压放大器52输出与电流控制负端相连；电压放大器52输出经R8与超级伺服电路53正端相连；电压放大器52增益为G(s)＝(R5//R6+R7)/(R5//R6)。超级伺服电路53(如图7所示)包括：电阻R8、R9、电容C1、C2和运算放大器电路U2；超级伺服电路53输出经R5与电压放大器负端相连；取R8＝R9、C1＝C2，R8与C1构建无源低通滤波器提取电压放大器中的直流电平，R9、C2与运算放大器U2构建积分器电路，两者组合构成一个同相积分器，作为系统负反馈支路，其反馈系数为H(s)＝(R6//R7)/[(R5+R6//R7)×sR8C1]。

电压放大器52与超级伺服电路53构建了负反馈闭环系统，其传递函数为：

U₂(s)/U₁(s)＝k₁·sR₈C₁/(k₁k₂+sR₈C₁)，

即使电压放大器52输入信号U1(s)中含有直流电平，通过超级伺服电路53积分电路反馈补偿，电压放大器52输出信号U2(s)直流电平为0，完全可以抑制信号中直流电平。

负反馈闭环系统-3dB截止频率f_CL为：

f_CL＝R₇/2πR₈C₁R₅，

超级伺服电路53的时间常R1、C8与电压放大器52的R5、R7可以用来调整负反馈闭环系统-3dB截止频率，其可用来调节信号链路的响应速度。

具体实施时，构成差分、电压放大器和超级伺服的电路图如图4所示，霍尔传感器4输出信号与差分电路51输入相连，差分电路51输出与电压放大器52输入正端相连，电压放大器52输出与电流控制6输入负端相连，电压放大器52输出与超级伺服电路输入正端相连，超级伺服电路52输出与电压放大器输入负端相连。

图5所示的差分电路51包括：运算放大器U1A(NE5532)、双绞线及电阻R1～R4。取电阻R1＝R3、R2＝R4，差分电路电压增益为R1/R2。差分电路51用来消除霍尔传感器信号中的共模噪声。

图6所示的电压放大器52包括：运算放大器U1B(NE5532)及电阻R5～R7。电压放大器52增益为(R5//R6+R7)/(R5//R6)，通常电路要求R5、R7>>R6，电压放大器52增益简化为R7/R6。

图7所示的超级伺服电路53包括：运算放大器U2(OP07)、电阻R8～R9及电容C1～C2。取电阻R8＝R9、C1＝C2，R8、C1构成低通滤波器滤除信号中交流分量；R9、C2和运算放大器U2构成积分器电路。

电压放大器52与超级伺服电路53构建了负反馈闭环控制系统，电压放大器52传递函数U2(s)/U1(s)为：

$>\frac{U_2\left(s\right)}{U_1\left(s\right)}=\frac{G\left(s\right)}{1+G\left(s\right)·H\left(s\right)}=\frac{k_1·{\mathrm{sR}}_8{C}_1}{k_1{k}_2+{\mathrm{sR}}_8{C}_1}.$>

式中，k1＝(R5//R6+R7)/(R5//R6)；k2＝(R6//R7)/(R5+R6//R7)。当U1(s)施加直流偏移量时，即s＝0，U2(s)/U1(s)为：

$>\frac{U_2\left(s\right)}{U_1\left(s\right)}=\frac{k_1·{\mathrm{sR}}_8{C}_1}{k_1{k}_2+{\mathrm{sR}}_8{C}_1}=0.$>

由上式可知，U2(s)＝0，即电压放大器52输出直流电平为0，信号中的直流电平得到完全抑制。负反馈闭环系统-3dB截止频率f_CL为：

f_CL＝k₁k₂/2πR₈C₁。

系统设计时，通常电路满足：R5>>R6；R7>>R6，上式简化为：

f_CL＝R₇/2πR₈C₁R₅。

由上式可知，R5、R7、R8、C1可以调节-3dB截止频率，截止频率与谐波补偿电流的响应速度有关，截止频率变大，响应速度加快；反之，响应速度变慢。电阻取值R5≥30KΩ、R8≥100KΩ，保证超级伺服电路53高阻接入。

本发明的并联型有源电力滤波器谐波补偿电流直流电平抑制电路融入信号检测技术和自动控制技术。参照图3，由差分电路51、电压放大器52和超级伺服电路53构建一个负反馈闭环控制系统。差分电路51用来抑制信号中的共模噪声，提高信号信噪比；超级伺服电路53来实时跟踪电压放大器52输出端直流电平，经积分器电路滤除交流信号后，将得到的直流电平注入到电压放大器52输入负端，抵消输入正端直流电平，使输入端直流分量差值为零，保证电压放大器52输出端直流分量为零，达到抑制输出信号直流电平的效果。通过电压放大器52输出信号直流电平的抑制，电流控制10PI放大输出的直流电平可以控制在≤10mV，其输出指令电流与谐波补偿电流差值信号波形不会出现上限幅或下限幅失真，信号偶次分量可以控制在很小数值内，偶次分量谐波补偿电流动态范围大幅减小，提高了SAPF补偿效果。由于积分器电路是高阻并联接入，不会影响谐波电流补偿信号链路频率特性。

上述实施例的作用在于说明本发明的实质性内容，但并不以此限定本发明的保护范围。本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的实质和保护范围。