高效率电压模式D类拓朴结构

摘要

本发明提供一种高效率电压模式D类放大器及能量转移系统。该放大器及系统包括串联连接于一电压源与一接地连接之间的一对晶体管。另外，一斜坡电流储能电路与该对晶体管中之一者并联耦接，且一谐振调谐负载电路耦接至该斜坡电流储能电路。该斜坡电流储能电路可包括吸收该对晶体管之一输出电容COSS之一电感器，及提供DC阻断之一电容器。

说明书

技术领域

本发明大体上系关于电压模式D类拓扑结构，且更特定而言系关于高 效率电压模式D类放大器及无线能量转移系统。

背景技术

近来，使用高度谐振电磁感应的无线电力传输系统(亦称作“能量转移 系统”)中已存在许多发展。一般而言，此等系统包括电源及传输线圈以及 连接至待供电之器件(亦即，负载)的接收线圈。用于无线电力传输系统的架 构集中于使用线圈以产生用以将能量自电源转移至器件的高频交变磁场。 电源将能量以电压及电流之形式递送至传输线圈，传输线圈将在线圈周围 产生随着施加电压及电流改变而改变的磁场。电磁波将自线圈起穿过自由 空间行进至耦接至负载的接收线圈。随着电磁波绕过且扫掠接收线圈，在 接收线圈中感应与天线捕获之能量成比例的电流。

当电源及负载在无线电力传输期间耦合时，所得配置有效地形成具有 低耦合系数的变压器。此所得变压器具有可显著大于励磁电感的漏电感。 在此等条件下的变压器模型之分析显露，初级侧漏电感几乎仅判定能量转 移的效率。为了克服漏电感，一些系统使用谐振来增加漏电感上的电压， 且因此励磁电感在电力递送中具有所导致的增加。

一种常规无线能量转移拓扑结构在无线能量转移系统中使用传统电压 模式D类(“VMCD”)放大器。图1说明VMCD放大器的电路图。如所展 示，VMCD放大器100包括功率放大器110及负载120。功率放大器110 包括串联耦接于电压源V_DD与接地之间的两个晶体管111及112。两个晶 体管111及112相位相差180°地驱动以形成半桥拓扑结构。习知地，晶体 管111及112可为(例如)增强模式n通道MOSFET。此外，功率放大器110 包括与负载120串联耦接之第一电容器113及电感器114以形成谐振调谐 电路。在此习知设计中，功率放大器110调谐负载以在与放大器110之操 作相同的频率下具有谐振。不管零电流切换(“ZCS”)，每当电压转变发生 时，功率放大器110由于晶体管111及112的输出电容C_OSS而仍体验到高 损耗。随着频率增加，损耗亦按比例地增加。

为了克服此等问题，现有电路已将匹配网络添加至负载120以使负载 120对于功率放大器110显现为电感性的。举例而言，图2说明图1中所说 明之VMCD放大器100之经修改电路，但包括匹配网络。如所展示，VMCD 系统200包括晶体管211及212，且进一步包括与晶体管212并联耦接的电 感器213及第一电容器214。此外，第二电容器215与负载220串联连接以 形成负载谐振电路210。归因于高切换频率及器件输出电容C_OSS，负载谐 振电路配置(亦即，负载220及第二电容器215)必须经调谐以在操作频率下 系电感性的，且因此允许零电压切换(ZVS)及输出电容C_OSS损耗的对应减 少。在设计中，此调谐可导致伴随线圈传输效率减低的超出谐振的功率放 大器110之操作。尽管放大器以减少之损耗操作(亦即，要求较少冷却)，但 改良之放大器效率并不抵消减少之线圈传输效率。

假定放大器之输出端(切换节点)处的平均电压为电源电压V_DD的一半， 匹配电路(电感器213及电容器214)起作用以使至负载谐振电路(电容器215 及负载220)的电压增加，此情形在对输入电压量值提出限制之情况下可系 有利的。然而，匹配电感器将携载负载之全电流，且因此将具有显著损耗。 此外，电路对于负载电阻变化敏感，此系由于匹配网络变为经调谐谐振电 路的整体部分，其可使理想操作电感点移位以维持适当ZVS。

因此，需要高效率VMCD放大器及能量转移系统，其对于电源及器件 单元两者而言较佳为低阶配置文件，易于使用，对于操作条件之改变高度 强健，且不要求强制空气冷却或散热片。

发明内容

本发明提供一种高效率VMCD功率放大器，其包括串联连接于一电压 源与一接地连接之间的一对晶体管。另外，一斜坡电流储能电路为与该对 晶体管中之一者并联地设置。该储能电路可包括串联连接之一电感器及一 电容器，且经提供以共同吸收该对晶体管中之每一者的输出电容C_OSS。较 佳地，该储能电路之L-C网络经设计具有极低谐振频率，使得该转换器作 为一无负载降压转换器操作。该L-C网络仅遭遇涟波电流，但并不招致有 关于负载的损耗。结果，电感器大小可保持为小的，且损耗经最小化。在 本发明之一个改进中，该高效率VMCD功率放大器包括实现ZVS电流之 离散可规划性的并联耦接之多个斜坡电流储能电路(亦即，“ZVSVMCD功 率放大器”)。该VMCD功率放大器可实施于一无线能量转移系统中。

附图说明

本发明之特征、目标及优点在结合图式进行时自下文阐述之详细描述 将变得更显而易见，在图式中类似字符相应地识别组件，且其中：

图1说明常规电压模式D类放大器的电路图。

图2说明以匹配网络实施的常规VMCD放大器。

图3说明根据本发明之实施例的高效率VMCD放大器。

图4说明根据本发明之实施例的高效率无线电力VMCD系统。

图5A说明图4中所说明之能量转移系统之切换器件的理论波形。

图5B说明图4中所说明之能量转移系统之储能电路组件的理论波形。

图6说明图4中所说明的具有eGaNFET之能量转移系统之量测系统 效率。

图7说明图4中所说明之能量转移系统之例示性实施例之间的优值比 较的模拟。

图8说明GaN晶体管与MOSFET之间的VMCD比较之总FET功率 之间的模拟比较。

图9A至图9C说明根据本发明之例示性实施例的高效率VMCD放大 器的替代性实施例。

图10说明根据本发明之另一实施例的VMCD放大器。

图11说明根据本发明之VMCD放大器的另一例示性实施例。

具体实施方式

在以下详细描述中，参考某些实施例。此等实施例足够详细地描述以 使得熟习此项技术者能够实践该等实施例。应理解，可使用其他实施例， 且可进行各种结构、逻辑及电气改变。此外，虽然结合能量转移系统来描 述特定实施例，但应理解，本文中所描述之特征通常适用于其他类型之电 路，诸如RF放大器及其类似者。

图3说明根据本发明之第一实施例的高效率VMCD放大器。如所展示， VMCD放大器300包括串联耦接于电压源V_DD与接地之间的两个晶体管 311及312，从而形成半桥拓扑结构。在例示性实施例中，晶体管311及312 为增强模式n通道MOSFET。然而，应理解，本发明不限于此。如下文将 更详细地描述，在替代性实施例中，VMCD放大器300较佳使用GaNFET。 尽管图中未示，但应了解，诸如振荡器之控制电路耦接至晶体管311及312 的栅极以交替地接通第一晶体管311及第二晶体管312。

如进一步所展示，VMCD放大器300包括由电容器321及电感器322 形成的谐振调谐电路320，电容器321及电感器322串联耦接于切换节点(亦 即，晶体管311之源极与晶体管312之漏极之间的节点)与负载340之间。 VMCD放大器300亦包括耦接于切换节点与接地之间(亦即，并联耦接至晶 体管312)的斜坡电流储能电路330。斜坡电流储能电路包括电感器331及 电容器332，该两者被提供以藉由提供电流而共同吸收晶体管311及312 的输出电容C_OSS，该电流将允许电路以施加至晶体管311及312之栅极信 号之间的必要空档时间使切换节点自换向(self-commutate)。较佳地，储 能电路之L-C网络经设计具有极低谐振频率，从而使得转换器能够作为无 负载降压转换器有效地操作。L-C网络仅遭遇脉动电流，但并不招致如常 规系统所体验到的有关于负载的损耗。结果，电感器大小可维持为小的， 且损耗经最小化。藉由使损耗保持为最小值，L-C网络起作用以确保放大 器的零电压切换(“ZVS”)操作，其可有利地用以支持经电容性调谐之负载 线圈的操作，且更重要地，支持可在电感性负载与电容性负载之间交替的 具有广泛负载范围之线圈的操作。此外，在例示性实施例中，VMCD放大 器300较佳采用经调谐至操作频率以进一步改良能量转移之效率的负载谐 振来设计。

图4说明包括电力传输器件及电力接收器件的高效率无线电力VMCD 系统的例示性实施例。如所展示，图4说明电力传输器件包括图3中所说 明之VMCD放大器300的能量转移系统。即，电力传输器件包括串联耦接 于电压源V_DD与接地之间的晶体管411及412。另外，电力传输器件包含 斜坡电流储能电路430，该斜坡电流储能电路包括耦接于切换节点与接地之 间的电感器431及电容器432。电容器413与线圈414串联连接以共同形成 电力传输器件401。尽管图中未示，但应了解，诸如空档时间控制模块的控 制电路耦接至晶体管411及412的栅极以交替地接通第一晶体管411及第 二晶体管412。

当包括负载440之电力接收器件电感地耦接至电力传输器件时，高度 谐振无线能量转移线圈及匹配网络460形成于两个器件之间。电力接收器 件包括二极管451、452、453及454，以及耦接于二极管452与453之间的 电容器455，如熟习此项技术者将理解，前述各者共同充当整流器。此外， 电力接收器件包括与电力传输器件之电容器413及线圈414共同形成匹配 及谐振调谐网络的电容器425、426及线圈427。较佳地，电感器431之电 感经选择具有经设计抵消器件电容C_OSS之小值。此外，电容器432之电容 器值在需要时可针对动态负载要求进行选择。

图5A说明图4中所说明之能量转移系统400的切换器件(亦即，晶体 管411及412)中之每一者的理论波形。如所展示，漏源电压V_DS直接有关 于电压源V_DD的方形波信号，且器件的漏极电流I_D为漏源电压V_DS的函数。 图5B说明储能电路430之组件电感器431及电容器432的理论波形。再者， 漏源电压V_DS经展示等于电压源V_DD的方形波信号。另外，通过电感器431 的电流I_LZVS及通过负载440的电流I_Load视器件之漏源电压VDS而定。如 应了解，负载变化对储能电路将仅具有最小影响，只要负载电流的偏离保 持在电感器431中之峰值电流下方。因此，能量转移系统400确保器件之 适当切换，并维持器件的低损耗。因此，可影响能量转移系统400之操作 的唯一其他因素为电源电压V_DD，这是由于电感器431中的电流为与电源 相依的。

如上文所描述且图3及图4中所展示，VMCD放大器300及能量转移 系统400分别包含晶体管311、312及411、412，该等晶体管在例示性实施 例中系增强模式n通道MOSFET。较佳地，晶体管311、312及/或411、412 为GaNFET，诸如藉由EfficientPowerConversionCorporation制造的 EPC2007器件。

两个例示性能量传输系统(一个具有增强模式n通道MOSFET，且另一 者具有GaNFET)之间的实验比较显露，GaN晶体管在较低输出功率级别下 对转换器效率将具有较大影响，且将描述如下。

首先，回看(例如)图4，无线能量转移系统400可具备作为晶体管411 及412之GaN晶体管。此外，在36V输入下3.2ns的对应空档时间(VTH 至VTH)情况下，电感器431可具备300nH之值，且电容器432可具备1μF 之值。此外，在此例示性实施例中，线圈集可经调谐以在操作频率下以Cs 谐振。此配置之实验及分析结果将描述如下。

图6说明比较性实例的量测系统效率(输入电源对输出负载)，包括35.4 Ω负载及23.6Ω负载之栅极功率。如所展示，系统效率针对23.6Ω状况以 36.1W负载功率于83.7％处达到峰值。

图7说明具有GaN晶体管之例示性实施例与使用MOSFET之例示性 能量转移系统之间的优值(“FOM”)比较的模拟。在此实验比较性分析中， 选择由Fairchild制造之FDMC8622n通道MOSFET，此系 由于此等器件具有类似Q_OSS值，及与EPC2007GaN晶体管相同的额定电 压。

一般而言，应了解，ZVS电压模式D类拓扑结构被视为软切换转换器 类。因此，图7说明各自用于图4中所说明之例示性能量转移系统400之 配置中的器件之间的软切换FOM之比较。如图7中所展示，GaNFET设 计与MOSFET设计之间在系统效率上不存在显著差异。此情形由电容器输 出C_OSS被吸收之方式及R_DS(on)与时序之间的取舍以及储能电路对器件损耗 之影响的量值而产生。

然而，图8说明GaN晶体管与MOSFET之间的VMCD比较的总FET 功率(包括栅极功率)之间的比较。如所展示，GaN晶体管与MOSFET之间 的差基于栅极功率消耗，且显露GaN晶体管在较低输出功率级别下对转换 器效率具有较大影响。总器件功率差在整个负载功率范围上在大约900mW 下为接近恒定的。

图9A至图9C说明根据本发明之高效率VMCD放大器的替代性实施 例。详言之，图9A至图9C中所说明之VMCD放大器包含与图3中所说 明之VMCD放大器300类似的组件，唯在此等实施例中，VMCD放大器包 括实现ZVS电流之离散可编程性之额外储能电路(亦即，“ZVSVMCD功 率放大器”)。

如图9A中所展示，提供串联耦接于电压源V_DD与接地之间的两个晶 体管911及912，较佳为GaNFET。另外，VMCD放大器包括由电容器921 及电感器922形成的谐振调谐电路920，电容器921及电感器922串联耦接 于切换节点与负载940之间。例示性VMCD放大器亦包括耦接于切换节点 与接地之间(亦即，并联耦接至晶体管912)的初级储能电路930。斜坡电流 储能电路包括电感器931及电容器932。应了解，此等组件具有与图3中所 说明之VMCD放大器300相同的配置。尽管图中未示，但应了解，诸如空 档时间控制模块的控制电路耦接至晶体管911及912的栅极以交替接通第 一晶体管911及第二晶体管912。

此外，图9A中所说明之VMCD放大器包括并联耦接至初级储能电路 930的一或多个次级储能电路950…n。如所展示，包括电感器951及电容 器952的第一附加ZVS储能电路950并联连接至初级储能电路。额外晶体 管953串联连接于电容器952与接地之间。预期，VMCD放大器可包括n 个附加ZVS储能电路，其中图9A中之第n个储能电路说明为包括电感器 L_n及电容器C_n以及晶体管Q_n+2。应了解，初级储能电路930与n个附加 ZVS储能电路并联之配置共同吸收电路中每一晶体管(包括晶体管911、 912、953、Qn+2等等)的输出电容C_OSS。

图9B说明展示于图9A中之高效率VMCD放大器的修改。如图9B 中所展示，高效率VMCD放大器包括与图9A之设计相同的组件中之许多 者，包括晶体管911及912、谐振调谐电路920及耦接于切换节点与接地之 间且包括电感器931及电容器932的初级储能电路930。如进一步所展示， 每一次级储能电路并联耦接至初级储能电路930的电感器931。此外，电容 器952(展示于图9A中)由晶体管953替换。再者，预期，图9B之VMCD 放大器可包括n个附加ZVS储能电路，其中图9B中之第n个储能电路说 明为包括电感器L_n及晶体管Q_n+2。n个附加ZVS储能电路中的每一者并联 耦接至初级储能电路930的电感器931。

图9C说明展示于图9B中之高效率VMCD放大器的修改。在此实施 例中，组件与图9B中之组件相同，唯初级储能电路930之电感器931及电 容器932的连接系相反的。换言之，电容器932耦接至晶体管911与912 之间的切换节点，且电感器931串联耦接于电容器932与接地之间。类似 于图9B中所说明之实施例，每一次级储能电路并联耦接至初级储能电路 930的电感器931。再次预期，图9C之VMCD放大器可包括n个附加ZVS 储能电路，其中图9B中之第n个储能电路说明为包括电感器L_n及晶体管 Q_n+2。n个附加ZVS储能电路中的每一者并联耦接至初级储能电路930之 电感器931。

又，熟习此项技术者应理解，图9A至图9C中所说明之VMCD放大 器可以图3之VMCD放大器300被用于图4之能量转移系统400中的类似 设计配置实施于高效率无线电力VMCD系统中。

图10说明根据本发明之另一实施例的VMCD放大器1000。如上文所 论述，具有晶体管311及312的VMCD放大器300形成半桥拓扑结构。图 10中所说明之VMCD放大器1000包含四个晶体管(较佳为GaNFET)以形 成全桥拓扑结构。尽管图中未示，但应了解，在一个实施例中，诸如空档 时间控制模块模块的控制电路可耦接至晶体管之栅极以交替地接通及断开 晶体管，如熟习此项技术者将理解。

如图10中所展示，VMCD放大器1000包括串联耦接于电压源V_DD与 接地之间的晶体管1011及1012。两个额外晶体管1013及1014亦在电压源 V_DD与接地之间并联耦接至晶体管1011及1012。四个晶体管设计形成 VCMD放大器1000的全桥配置。如熟习此项技术者应了解，全桥配置使施 加至半桥配置(诸如，图3中所说明之设计)之电压源V_DD的输出功率加倍。 较佳地，在操作期间，晶体管1011及1014一起切换，且晶体管1012及1013 一起切换。

此外，全桥配置消除来自提供于图3之VCMD放大器300之半桥拓扑 结构中的储能电路之电容器。如图10中所展示，电感器1015在切换节点 N1与N2之间并联耦接至负载1020。电容器1016经提供以用于藉由负载 1020进行谐振调谐。亦应了解，展示于图10中的设计具有不同地连接的负 载1020，此情形亦有利地减少可能的电磁干扰。

最后，图11说明根据本发明之VMCD放大器的另一例示性实施例。 如图11中所展示，高效率VMCD放大器包括与图9A至图9C之设计相同 的组件中之许多者，包括晶体管911及912以及谐振调谐电路920。在此实 施例中，初级储能电路1130包括电感器1131及一对晶体管1113及1114。 共同地，电感器1131及晶体管1114系串联耦接，且进一步耦接于切换节 点与接地之间。此外，晶体管1113耦接于电压源V_DD与连接电感器1131 及晶体管1114的节点之间。在此配置中，应了解，谐振经调谐负载920被 耦接至使两个截然不同之负载能够被使用的半桥拓扑结构，使得线圈之间 的调谐可稍微移位，从而促进由负载及耦接变化引起之显著功率带宽。

以上描述内容及图式仅视为说明特定实施例，该等特定实施例达成本 文中所描述之特征及优点。可对特定程序条件进行修改及取代。因此，本 发明之实施例不被视为受前述描述内容及图式限制。