一种多音测试信号失真产物抑制方法

摘要

本发明涉及一种多音测试信号失真产物抑制方法，其特征在于：在基带失真信号频点处，分四次产生幅度与失真信号幅度相等，相位分别为θ′

说明书

技术领域

本发明涉及一种多音测试信号失真产物抑制方法，适用于电子测试测量 领域。

背景技术

双音信号常用于测试设备的三阶互调失真产物大小，以获取三阶互调失 真截断点(THD)等非线性指标参数；多音信号凭借其带限连续谱特性，常 常用于通信设备性能评估和测试。在卫星测试领域，测试通道的三阶互调特 性时需要用到双音信号；在卫星进行EMC试验时，需要多音信号作为上行激 励信号，使多路转发器工作在额定状态。

目前，一般使用矢量信号源产生多音信号，其内部集成任意波发生器， 可通过播放多音信号基带波形文件来产生多音信号。但是，由于信号源内部 器件的非线性，得到的多音信号多带有失真产物(本振泄露，镜像泄露，杂 散)，这些信号严重影响了多音信号作为测试信号时的动态范围。

针对这些失真产物，一般采用预失真方法进行抑制，以改善信号质量。 预失真方法采用等幅反相抵消原理，即在失真信号频点处产生一个幅度相同、 相位相反的信号对原失真信号进行抵消。估计失真信号的幅度和相位是预失 真方法的核心。

幅度估计一般直接测量失真信号电平和主音信号电平的相对值，在假定 系统为线性系统的条件下，可得到基带失真信号相对于主音信号的幅度，进 而得到基带失真信号的幅度估计。由于一般测试设备(频谱仪)无法测试相 位，因此不能直接测得失真信号的相位值。

《电信技术研究》2011年第4期中的论文《多音测试信号失真产物的预 失真抑制方法与实现》给出了一种基带失真信号相位的估计方法，其思想为： 分三次在基带失真信号频率处产生有一定相位间隔的信号，通过测量叠加后 失真信号的大小，取三次测量中失真产物最小时的对应相位，该相位与失真 信号的相反相位最接近；以上次所得信号相位为基准，减小相位间隔，再次 进行搜索，得到基带失真信号相位估计值；通过多次迭代，可不断缩小范围， 提升估计精度。

该方法主要存在的问题是：(1)该算法的稳定性与初始相位密切相关， 当初始相位与基带失真信号相位相隔较小时，可较快定位基带失真信号相位； (2)进行相位估计时需要多次迭代(一般需要7次以上)，效率较低；(3) 搜索方法可能出现迭代不收敛问题。

发明内容

本发明解决的技术问题是：克服以上缺点，提供一种多音测试信号失真 产物抑制方法，该方法稳定不需要迭代即可估计出失真信号相位，进而完成 失真产物抑制。

本发明的技术方案是：一种多音测试信号失真产物抑制方法，如图1所示， 实现步骤如下：

(1)取得有用信号S_s功率值P_s与失真信号S_d的功率值P_d，结合基带有用信 号S′_s的功率设置值P′_s，估算出基带失真信号S′_d的功率值P′_d；

(2)在基带失真信号频率处分四次产生初相分别为θ′_y、θ′_y+π、 功率均为P′_y＝P′_d的基带预失真信号S′_y，S′_y对应的预失真信号S_y与失 真信号S_d进行叠加，得到叠加后信号的线性功率值P_d1、P_d2、P_d3、P_d4，根据 下式即可估算出基带失真信号S′_d的相位值θ′_d；

θ′_d＝θ′_y-atan2(P_d4-P_d2，P_d1-P_d3)

atan2是matlab中用于计算四象限反正切的函数；

(3)在基带失真信号频率处，产生初相为θ′_d+π、功率为P′_d的信号S，即 可对原失真信号进行等幅反相抵消，以实现失真产物抑制。

θ′_y的取值为任意值，取0方便计算。

P′_d＝P_d-P_s+P′_s，P_s、P_d、P′_s、P′_d均为对数功率值。

所述的功率值P_s、P_d、P_d1、P_d2、P_d3、P_d4均通过频谱仪测量获得，P_s、P_d为对数 功率值，P_d1、P_d2、P_d3、P_d4为线性功率值。

本发明的原理：在基带失真信号频点处，分四次产生幅度与失真信号幅 度相等，相位分别为θ′_y、θ′_y+π、的预失真信号，测量叠加后 信号的功率值，根据公式直接计算出失真信号的相位估计值。

本发明具体理论支持推导过程如下：

假设原多音信号中失真信号S_d的功率为P_d，幅度为A_d，相位为θ_d；该失 真信号对应基带信号S′_d的功率为P′_d，幅度为A′_d，相位为θ′_d。

首先，使用频谱仪测量取得有用信号S_s的功率值P_s与失真信号S_d的功率值 P_d，结合基带有用信号的功率设置值P′_s，根据公式1估算出基带失真信号的 功率值P′_d；

P′_d＝P_d-P_s+P′_s(公式1)

公式1中功率值均为对数功率值。

然后，在基带失真信号频点处叠加功率为P′_y＝P′_d，幅度为A′_y，相位为θ′_y的 预失真信号S′_y，该基带预失真信号S′_y对应射频预失真信号S_y的功率为P_y，幅度 为A_y，相位为θ_y。预失真信号S_y与失真信号S_d叠加后得到信号的线性功率值 P_d1满足公式2，矢量叠加示意图见图2。

$\left(\begin{array}{c}{P}_{d1}=k|A_d{e}^{-{\mathrm{j\theta }}_d}+A_y{e}^{-{\mathrm{j\theta }}_y}{|}^2\\ =k[A_d^2+A_y^2+2A_d{A}_y\cos ({\theta }_y-{\theta }_d)]\end{array}\right)$(公式2)

其中常数k是幅度与功率进行换算的系数。

保持基带预失真信号S′_y的幅度不变，相位在θ′_y的基础上分别增加 π、则射频预失真信号S_y的相位θ_y也分别旋转π、得到叠加 后信号的线性功率值见公式3、公式4、公式5：

$\left(\begin{array}{c}{P}_{d2}=k|A_d{e}^{-{\mathrm{j\theta }}_d}+A_y{e}^{-j({\theta }_y+\frac{\pi }{2})}{|}^2\\ =k[A_d^2+A_y^2+2A_d{A}_y\cos \left({\theta }_y-{\theta }_d+\frac{\pi }{2}\right)]\end{array}\right)$(公式3)

$\left(\begin{array}{c}{P}_{d3}=k|A_d{e}^{-{\mathrm{j\theta }}_d}+A_y{e}^{-j({\theta }_y+\pi )}{|}^2\\ =k[A_d^2+A_y^2+2A_d{A}_y\cos ({\theta }_y-{\theta }_d+\pi )]\end{array}\right)$(公式4)

$\left(\begin{array}{c}{P}_{d4}=k|A_d{e}^{-{\mathrm{j\theta }}_d}+A_y{e}^{-j({\theta }_y+\frac{3\pi }{2})}{|}^2\\ =k[A_d^2+A_y^2+2A_d{A}_y\cos ({\theta }_y-{\theta }_d+\frac{3\pi }{2})]\end{array}\right)$(公式5)

功率值P_d1、P_d2、P_d3、P_d4均是线性功率值，并满足公式6、公式7

P_d4-P_d2＝4kA_dA_ysin(θ_y-θ_d)(公式6)

P_d1-P_d3＝4kA_dA_ycos(θ_y-θ_d)(公式7)

则原多音信号中的失真信号S_d的相位θ_d可采用公式8进行计算。

θ_d＝θ_y-atan2(P_d4-P_d2，P_d1-P_d3)(公式8)

atan2是matlab中用于计算四象限反正切的函数，其根据角度的正弦和余 弦值来计算反正切，计算结果范围为(-π，π]。

失真信号S_d与预失真信号S_y的相位差等于基带失真信号S′_d和基带预失真 信号S′_y的相位差，即

θ_d-θ_y＝θ′_d-θ′_y

则基带失真信号S′_d的相位θ′_d可由公式9进行计算：

θ′_d＝θ′_y-atan2(P_d4-P_d2，P_d1-P_d3)(公式9)

θ′_y是首次叠加预失真信号的初相值，可以为任意实数，为了简化计算， 常取θ′_y＝0。

至此，已经得到基带失真信号S′_d的相位值θ′_d。在基带失真信号频率处， 产生初相为θ′_d+π、功率为P′_d的信号S，即可对基带失真信号进行等幅反相抵 消，进而以实现失真产物抑制。

本发明与现有技术相比的优点在于：

(1)本发明不需要进行多次迭代即可得到基带失真信号相位估计值；

(2)本发明运行稳定，任何情况下均可通过以上计算方法直接获得相位 估计值。

附图说明

图1为本发明方法的实现流程图；

图2分别给出了基带预失真信号与基带失真信号叠加示意图和预失真信号 与失真信号叠加示意图。

图3是具体实施时设备连接示意图；

图4是未进行失真抑制时的双音信号对应频谱仪截图；

图5是进行失真抑制后的双音信号对应频谱仪截图。

具体实施方式

下面以产生双音信号为例，结合失真信号抑制流程，对本发明实施方式 做进一步说明。

1)系统连接方式

系统连接方式见图3。本示例中使用任意波形发生器N8241A产生基带 信号，使用矢量信号源E8267D对信号进行调制得到最终的输出信号，使用 频谱分析仪N9030A对输出信号进行回采分析。

由于本算法对频率精度要求较高，因此三台设备需要共用10MHz参考， 具体连接方式为N9030A的10MHz输出端接至E8267D的10MHz输入端， E8267D的10MHz输出端接至N8241A的10MHz输入端(AUX10MHzREF IN)。

2)双音信号产生

编程控制N8241A和E8267D产生等幅双音信号，信号频率为1999MHz 和2000MHz。对应基带信号频率为-1MHz和0MHz，基带功率均为0dBm， 初相位分别为124°和17°(均为随机值)；将矢量信号源调制载波频率设置为 2000MHz，输出电平为0dBm。频谱仪采集到的频谱见图4，由于采用非对 称安排(信号频率关于调制载波频率非对称)，此时出现镜像失真信号 (1998MHz，2001MHz)。以下内容以1998MHz失真信号抑制过程为例。

3)基带失真信号功率估计

记1999MHz信号为有用信号S_s，1998MHz信号为失真信号S_d。

计算有用信号与失真信号的功率差。有用信号功率P_s取-4.60dBm，失真 信号功率P_d为-79.80dBm。基带信号中有用信号功率设置值P′_s为0dBm，则基 带失真信号的功率P′_d为-75.2dBm。

4)基带失真信号相位估计

在基带信号中叠加基带预失真信号，频率为-2MHz、功率P′_d为-75.2dBm、 初相位θ′_y为0°，进行下载。为了更精确的进行功率测量，频谱仪设置为ZERO SPAN模式，RB设置为100Hz，对测量结果进行平均。

基带预失真信号初相位θ′_y为0°时，测得叠加后失真信号的功率P_d1为 -73.70dBm。

再分别设置基带预失真信号初相位θ′_y为90°，180°，270°，进行下载、 测量，得到功率结果如下：

P_d2＝-75.48dBm，P_d3＝-85.81dBm，P_d4＝-79.52dBm

将上述对数功率值转换为线性功率值，带入公式9即可计算出基带失真 信号相位值θ′_d为23.18°。为了进行抵消，预失真信号相位为θ′_d+π，即203.18°。

5)失真信号抑制

在产生基带波形时，叠加基带预失真信号，频率为-2MHz，功率为 -75.2dBm，相位为203.18°，即可对1998MH处失真信号进行抑制。

使用同样方法也可对2001MHz处信号进行抑制，图5给出了同时对 1998MHz和2001MHz失真信号进行抑制后的频谱仪截图。1998MHz处失真 信号电平降低8dB，2001MHz处降低39dB。