一种反激式开关电源的环路控制电路及应用其的反激式开关电源

摘要

一种开环工作的反激式开关电源的环路控制电路，包括输入端VI1、VI2、升压器S1，电阻R1、R2、R3、R4，稳压管IC1、运放A1，运放A1的输出脚与脉宽调制控制器IC2的FB脚相连，当输入电压略低于第一预设值时，运放输出高电平，IC2输出最小占空比；当输入电压大于第一预设值时，运放输出低电平，IC2输出较大占空比,且与输入电压的趋势相同。本发明用于均衡充电电路中的开环工作的反激式开关电源上，可以正常工作，电路简单，调试方便。

说明书

技术领域

本发明涉及反激式开关电源，特别涉及反激式开关电源的环路控制电路。

背景技术

目前，对于输入功率在75W以下的开关电源，对功率因素(PF，PowerFactor，也称功率 因数)不作要求的场合，反激式(Fly-back)开关电源具有迷人的优势，如电路拓扑简单，输入 电压范围宽等。反激式开关电源由于元件少，电路的可靠性相对较高，所以应用很广，为了 方便，很多文献简称为反激开关电源。

反激式开关电源为了实现输出电压的稳定，或用于充电用途时，要求输出电流的稳定， 都要实现环路的稳定，目前大部分采用两种反馈、环路控制方法：

第一种：经典光耦反馈环路控制法，一般采用TL431这种三端可调分流基准电压源，又 称为三端基准集成电路，以下简称为三端基准源，对输出电压进行采样，当输出电压变高时， TL431的吸收电流变大，流过光耦的电流变大，光耦的输出端的电流也正比例变大，原边的 开关电源的占空比变小，这样经过反激变压器传输的能量变小，使得反激式开关电源的输出 电压下降到输出电压预设值。这种方式应用极广。图1示出了这种应用，在图1中，输入电 压较低，为36v至75V，其中，U3为三端基准源TL431,U2为光耦，图1的电路来自美国intersil 公司2012年版本的ISL6840的官方数据表(DataSheet)第4页，文件编号为FN9124.11，脉 宽调制控制器ISL6840是脉宽调制控制器UC3843的替代品之一，ISL6840的工作频率更高， 在大部份工作频率较常规的应用中，和UC3843可以直接互换，具有代表性。为了实现输出电 压的稳定，环路增益一般都比较大，直流增益(0Hz)一般在60dB以上，即1000倍，为了方便 理解，可以简单地这样理解，由于某种原因使得输出电压下降1V，由于环路的存在，最后稳 定下来时，仅下降1V/1000＝1mV而已；在10Hz的频率下一般都有30dB以上，即30倍以上，

这种方式类似于运算放大器，运算放大器的开环增益越高，闭环后输出越稳定。图1示 出的经典光耦反馈法，以输出电压下降为例，其闭环路径为：输出电压下降→TL431的吸收 电流变小→光耦U2的电流变小→光耦U2的吸收电流变小→光耦U2的输出端相连的FB脚的 电压下降→脉宽调制控制器U4的OUT脚输出占空比变大→主功率开关管Q1对变压器T1激磁 时间变长→变压器T1副边续流能量增加→输出电压上升。

注意：ISL6840的FB脚与COMP脚电压反向，FB为其反相输入脚，COMP脚为对应的内 部运放输出端，而常见的AC-DC变换器的控制IC，如NCP1234，其FB脚的电压上升，对应 GATE驱动脚输出占空比变大，GATE驱动脚在很多公司的官方数据表上也标为OUT脚。

从输出电压下降到输出电压上升，这个环路的增益，直流增益(0Hz)一般在60dB以上， 某种原因引起输出电压上升，工作过程相似，所以参数向相反的方向变化，如电流变小改为 电流变大，等等。

图2示出了另一款比较流行的反激式开关电源，来自美国PowerIntegrations,Inc.的 TNY290的官方数据表，文件名称为“TNY284-290TinySwitch-4Family”,版本B08/13的第 8页，其中，U2为TL431,U3为光耦，该种方案中，TNY2XX系列的集成电路，年出货量大于1 亿片，广泛应用于电脑的ATX电源中作为待机电源，极具代表性。

第二种：采用原边反馈环路控制，在原边设立一个绕组，利用理想的反激式开关电源多 路输出电压与输出绕组之间的匝比相关来实现的，反激式开关电源的输出端在原边绕组断开 电源时获得能量故而得名，输出电压是取决于环路控制电路，与反激式变压器(图1、图2中 的变压器T1)的原边与副边的匝比无关；在能量传递过程中，变压器T1并不是变换电压的作 用，而是隔着磁芯续流的作用，是Buck-Boost变换器的隔离版本；所以变压器T1通常又称 为反激式变压器；

理论上反激式开关电源没有输出滤波电感，只有输出滤波电容，相当于电压源，只要一 路稳定，不考虑其它整流的二极管的压降，多路输出的其余各路基本上按匝比稳定输出，这 是一个正激过程，被稳压的这路相当于正激的激励源绕组，其它均为此刻的副边绕组，其输 出电压均为按匝比的感应电压。但由于各绕组之间漏感的存在，产生交叉调节问题，也称为 交叉调整率问题。

在原边设立的这个绕组，也接上整流电路，利用它的输出电压来监控主路的输出电压， 来实现主路的输出电压稳定，这种方式，叫原边反馈反激式开关电源。原边设立的这个绕组， 事实上也是副边绕组之一。

图3示出了原边反馈反激式开关电源的原理图，同样来自美国PowerIntegrations,Inc. 的方案，LNK603-606的官方数据表，文件名称为“LNK603-606/613-616产 品系列”,版本F01/10的第4页，其中，整个电路找不到光耦与TL431，反激式变压器T1中， 端子2至4这个绕组，在图3中是按副边绕组画到副边的，就是原边反馈绕组，通过电阻R5 和R6分压，送给集成电路U1的FB脚，实现输出电压的稳定。该种方案中，LNK6XX系列的 集成电路，年出货量大于1亿片，广泛应用于智能家电的待机电源，以及手机充电器中，极 具代表性。

图4示出的是美国iWatt公司的iW1677方案的充电器，也是原边反馈反激式开关电源， 官方数据表EBC10004第5页，其中，整个电路找不到光耦与TL431，反激式变压器T1中， 原边反馈绕组与二极管D6阳极相连，通过电阻R7和R9分压，送给集成电路IC1的V_SENSE脚， 实现输出电压5V的稳定。该种方案中，iWatt这个系列的集成电路，年出货量大于1亿片， 广泛应用于智能家电的待机电源，以及手机充电器中，同样极具代表性。

图3和图4示出的方案，本质上仍和经典光耦反馈法的工作过程相似，图3示出的原边 反馈法，以输出电压下降为例，其闭环路径为：二极管D7阴极输出电压下降→在集成电路 U1的D和S脚关断期间，二极管D7续流时，变压器T1的2、4脚感应电压成比例下降→电 阻R5和R6连接点的分压也下降→FB脚的电压下降→集成电路U1的D和S脚输出占空比变 大→脉宽调制控制器U1对变压器T1的3、5原边绕组的激磁时间变长→变压器T1副边续流 能量增加→二极管D7阴极输出电压上升。

从输出电压下降到输出电压上升，这个环路的增益，为了实现输出电压的稳定，直流增 益(0Hz)一般在60dB以上。

这两种方式是目前的反激式开关电源环路控制的主流电路方式，原边反馈反激式开关电 源的输出电压精度不高，动态负载能力较差，因为真正被稳定的是反馈绕组的两端电压，一 般用于充电器以及待机电源，这两种电路，都无法用于中国申请号为201410459391.3的《一 种均衡充电电路及电池组》中，在该专利申请中，给出了一种均衡充电电路，包括检测电路 和由检测电路控制的反激式DC-DC变换器，特别强调了：检测电路检测到输入端VI1与输入 端VI2之间的电压大于设定值时，检测电路的输出端输出占空比信号，控制N-MOS管工作在 开关状态；检测电路检测到输入端VI1与输入端VI2之间的电压在设定值以下时，检测电路 的输出端输出低电平，让N-MOS管截止。

其权利要求明确了所述的均衡充电电路是开环工作的一种反激电源，上述的两种用于环 路控制的反馈方式都不合适，对于本技术领域的人来说，利用上述的两种现有技术给出的反 馈方法结合上述的专利申请，是无法对所述的专利进行有效实施的。如：检测电路检测到输 入端VI1与输入端VI2之间的电压大于设定值时，检测电路的输出端输出占空比信号，控制 N-MOS管工作在开关状态；如何解决变压器的磁饱和电流？如何控制占空比在某个合适的值？

对于本技术领域的人来说，现有的反激式开关电源的环路控制方法无法直接用于申请号 为201410459391.3的《一种均衡充电电路及电池组》中。

发明内容

有鉴于此，本发明要解决现有的环路控制电路无法应用于开环工作的反激式开关电源， 特别是当该反激式开关电源用于均衡充电电路时，本发明提供一种反激式开关电源的环路控 制电路，仍保持开环工作状态，用于均衡充电电路时，能正常有效地工作。

本发明的目的是这样实现的，一种反激式开关电源的环路控制电路，包括输入端VI1、 输入端VI2、输出端VO1，升压器S1，电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4，稳压管IC1、运 算放大器A1，所述的升压器S1包括三个端子：输入端1,接地端2，输出端3。其连接关系 为：输入端VI1连接升压器S1的接地端2，输入端VI1同时连接电阻R2的一端，输入端VI1 同时连接稳压管IC1的阳极，输入端VI1同时连接运算放大器A1的地脚；输入端VI2连接升 压器S1的输入端1，输入端VI2同时连接电阻R1的一端；电阻R1的另一端连接电阻R2的 另一端，连接点还连接运算放大器A1的反相输入脚；升压器S1的输出端3连接运算放大器 A1的电源脚，升压器S1的输出端3还连接电阻R3的一端，电阻R3的另一端连接稳压管IC1 的阴极，连接点还连接运算放大器A1的同相输入脚；运算放大器A1的反相输入脚还连接电 阻R4一端，电阻R4另一端连接运算放大器A1的输出脚；运算放大器A1的输出脚即为反激 式开关电源的环路控制电路的输出端VO1。

优选地，升压器S1为可控升压器，当输入端VI1和输入端VI2之间的电压大于或等于第 一预设值时，升压器S1的输出端3的电压才有输出。

优选地，稳压管IC1为三端基准源。

更优地，反激式开关电源的环路控制电路还包括二极管D1，二极管D1的阳极连接于电 阻R4另一端，二极管D1的阴极连接于运算放大器A1的输出脚。

作为上述升压器S1的一种具体的实施方式，其内部包括：电阻R61、电阻R62、电阻R63、 电阻R64、电压检测芯片IC61、CMOS升压DC/DC控制芯片IC62、电感L61、二极管D61、电 容C61和开关管TR61；输入端1依此经电阻R61和电阻R62后至接地端2；电压检测芯片IC61 的接地脚1接接地端2、电平输出脚2接CMOS升压DC/DC控制芯片IC62的ON/OFF脚、电压 输入脚3接电阻R61和电阻R62的连接点、电源脚4接输入端1；输入端1还经电感L61后 连接至开关管TR61的集电极，开关管TR61的发射极连接至接地端2，开关管TR61的基级连 接至CMOS升压DC/DC控制芯片IC62的EXT脚；二极管D61的阳极连接至开关管TR61的集电 极、阴极依此经电阻R63和电阻R64后至接地端2；CMOS升压DC/DC控制芯片IC62的VDD脚 连接至输入端1、VSS脚连接至接地端2、Vout脚连接至电阻R63和电阻R64的连接点；输出 端3串接电容C61至接地端2。

本发明还提供一种应用上述环路控制电路的开关电源，具体技术方案如下：

一种反激式开关电源，包括功率级电路和脉宽调制控制器，所述功率级电路中包括有一 功率开关管，其特征在于：包括上文任一所述的环路控制电路。

更优地，所述的脉宽调制控制器的最大占空比为0.65。本改进方案可以避免当输入电压 在4.199V以上时，反激变压器出现磁饱和而损坏。

工作原理：

上述技术方案用于申请号为201410459391.3的《一种均衡充电电路及电池组》中，部分 替代该专利申请中所述的检测电路U1，那么，运算放大器A1的输出脚，即为反激式开关电 源的环路控制电路的输出端VO1，要连接脉宽调制控制器的FB脚，FB为Feedback的缩写， 中文译为信息反馈端，同时脉宽调制控制器的输出端，一般标为OUT或GATE脚，与N-MOS管 的栅极连接，实现对反激式DC-DC变换器的控制。即上述技术方案还要连接脉宽调制控制器， 才能实现所述的检测电路U1。脉宽调制控制器就是常见的开关电源主控集成电路，如背景技 术中所述的ISL6840。

那么，本发明是如何实现上述专利的技术特征发明目的的：检测电路检测到输入端VI1 与输入端VI2之间的电压大于设定值时，检测电路的输出端输出占空比信号，控制N-MOS管 工作在开关状态；检测电路检测到输入端VI1与输入端VI2之间的电压在设定值以下时，检 测电路的输出端输出低电平，让N-MOS管截止。

当输入端VI1和输入端VI2之间的输入电压小于设定值时，如电池电压小于设定值时， 即小于第一预设值，这时，电阻R1和电阻R2为串联关系，电阻R2两端成比例地分得电压， 这个电压是加到运算放大器的反相输入脚的，此时，运算放大器的同相输入脚的偏置电压等 于稳压管的击穿电压，稳压管的击穿电压来源：输入端VI2对输入端VI1的输入电压，经过 升压器S1升压后，经过电阻R3加到稳压管两端，稳压管两端获得一个稳压的击穿电压。

运算放大器的反相输入脚还连接电阻R4一端，电阻R4另一端连接运算放大器的输出脚； 即电阻R4为运算放大器的反馈电阻，且该运算放大器接成反相放大模式；

这时电阻R2两端的电压小于稳压管的两端电压，即运算放大器反相输入脚低于同相输入 脚，运算放大器输出高电平给脉宽调制控制器的FB脚，脉宽调制控制器要具备如下特征：FB 脚电压下降，其输出的脉宽占空比升高，反之为FB脚电压升高，其输出的脉宽占空比下降。

那么，当输入端VI1和输入端VI2之间的输入电压小于设定值时，运算放大器输出高电 平，脉宽调制控制器输出最小占空比。

当输入端VI1和输入端VI2之间的输入电压大于设定值时，如电池电压大于设定值时， 即大于第一预设值，这时，电阻R2两端的电压大于稳压管的两端电压，即运算放大器反相输 入脚高于同相输入脚，运算放大器输出低电平给脉宽调制控制器的FB脚，脉宽调制控制器输 出较大占空比。

利用公知技术，不难得到：运算放大器的输入阻抗为电阻R1和电阻R2的并联值，其增 益为负，即为反相，增益＝-(电阻R4阻值/输入阻抗)＝-[电阻R4阻值/(电阻R1阻值∥电阻 R1阻值)]，运算符“∥”表示并联。

通过调节电阻R1和电阻R2的分压比，或调稳压管的击穿电压，即稳压值，可以改变所 述的设定值的大小。

通过调节电阻R4的阻值，或调节电阻R1和电阻R2的并联值，调节时，应不改变分压比， 就可以改变运算放大器的增益，这样就可以实现下述功能：

当输入端VI1和输入端VI2之间的输入电压达到限定值时，或以上时，脉宽调制控制器 的输出脚输出最大占空比，最大占空比要满足：反激式DC-DC变换器磁芯不饱和，和其它电 路正常工作。

本发明的有益效果为：

(1)应用于中国申请号为201410459391.3的《一种均衡充电电路及电池组》中，可以正 常工作；

(2)原理容易掌握并被实施；

(3)控制策略较为简单,可使用多种控制策略实施。

附图说明

图1为现有的采用ISL6840作为控制芯片的经典光耦反馈法反激式开关电源；

图2为现有的采用TNY290作为控制芯片的经典光耦反馈法反激式开关电源；

图3为现有的采用LNK6XX作为控制芯片的经典原边反馈反激式开关电源；

图4为现有的采用iW1677作为控制芯片的经典原边反馈反激式开关电源；

图5为第一、第二实施例的原理图；

图6为可控升压器的原理图；

图7为第三实施例的原理图。

具体实施方式

第一实施例

请参阅图5，一种反激式开关电源的环路控制电路，包括输入端VI1、输入端VI2、输出 端VO1(图中运算放大器A1的输出端，与IC2的FB脚相连)，升压器S1，电阻R1、电阻R2、 电阻R3、电阻R4，稳压管IC1、运算放大器A1，升压器S1包括三个端子：输入端1，，接地 端2，输出端3。其连接关系为：输入端VI1连接升压器S1的接地端2，输入端VI1同时连 接电阻R2的一端，输入端VI1同时连接稳压管IC1的阳极，输入端VI1同时连接运算放大器 A1的地脚；输入端VI2连接升压器S1的输入端1，输入端VI2同时连接电阻R1的一端；电 阻R1的另一端连接电阻R2的另一端，连接点还连接运算放大器A1的反相输入脚；升压器 S1的输出端3连接运算放大器A1的电源脚，升压器S1的输出端3还连接电阻R3的一端， 电阻R3的另一端连接稳压管IC1的阴极，连接点还连接运算放大器A1的同相输入脚；运算 放大器A1的反相输入脚还连接电阻R4一端，电阻R4另一端连接运算放大器A1的输出脚； 运算放大器A1的输出脚即为反激式开关电源的环路控制电路的输出端VO1，与集成电路IC2 的FB脚相连。

IC2为脉宽调制控制器，为ISL6841；其它电路参数如下：

电阻R1为10K，电阻R2为91K，电阻R3为51K，电阻R4为1M，稳压管IC1为3.9V的 稳压管，运算放大器A1为uA741，升压器为S-8356Q50的典型应用电路。

升压器为S-8356Q50，把3.0V至4.4V的输入电压升至9.0V，稳压管IC1为3.9V的稳压 管，由于其限流电阻R3取得较大，为51K，实测稳压管IC1的端电压为3.784V。

电路连好后，输入端VI1和输入端VI2之间接上外部可调整稳压电源，电压为4.1V至 4.3V之间，实测可以完成发明目的：

当输入电压在4.199V以下时，脉宽调制控制器IC2输出低电压；

当输入电压在4.199V至4.202V时，脉宽调制控制器IC2输出最小占空比。可见，4.199V 即为第一预设值。

当输入电压在4.203V以上时，但小于4.245V，脉宽调制控制器IC2输出相应变大的占 空比；

当输入电压在4.245V及以上时，脉宽调制控制器IC2输出最大的占空比：50％；

上述的电压是按目前较流行的锂电池的电压设计的，若把限制电压改为4.25V，那么， 电阻R4要适当减小。

这个电路的不足之处是：当输入电压在4.199V以下时，电路仍处于工作状态，耗电为 12.3mA，实施例二改进了这一不足。

第二实施例

第二实施例的电路组成及连接关系与第一实施例完全相同，不同之处在于脉宽调制控制 器IC2为UC3843；以及TL431，前文说了，稳压管IC1为3.9V的稳压管，由于其限流电阻 R3取得较大，为51K，实测稳压管IC1的端电压为3.784V，稳压管的温漂较大，在第二实施 例中，更换为三端基准源TL431；并通过其第4脚外接电阻限制了其最大占空比为0.65，其 它电路参数如下：

电阻R1为51KΩ，电阻R2为75KΩ，电阻R3为15KΩ，电阻R4为5.1MΩ，稳压管IC1 为三端基准源TL431，把参考端与阴极相连获得一个2.50V的参考电压，运算放大器A1为 OP-09，升压器S1为图6示出的电路，为可控升压器。

图6电路的升压器S1包括三个端子：输入端1，接地端2，输出端3。升压器S1内部包 括电阻R61、电阻R62、电阻R63、电阻R64、电压检测芯片IC61、CMOS升压DC/DC控制芯片 IC62、电感L61、二极管D61、电容C61、开关管TR61，连接关系为：输入端1依此经电阻 R61和电阻R62后至接地端2；电压检测芯片IC61的接地脚1接接地端2、电平输出脚2接 CMOS升压DC/DC控制芯片IC62的ON/OFF脚、电压输入脚3接电阻R61和电阻R62的连接点、 电源脚4接输入端1；输入端1还经电感L61后连接至开关管TR61的集电极，开关管TR61 的发射极连接至接地端2，开关管TR61的基级连接至CMOS升压DC/DC控制芯片IC62的EXT 脚；二极管D61的阳极连接至开关管TR61的集电极、阴极依此经电阻R63和电阻R64后至接 地端2；CMOS升压DC/DC控制芯片IC62的VDD脚连接至输入端1、VSS脚连接至接地端2、 Vout脚连接至电阻R63和电阻R64的连接点；输出端3串接电容C61至接地端2。

原理简述：电压检测芯片IC61为PT7M6102，当其第3脚的分压大于200mV时，其第2 脚才输出高电平，让CMOS升压DC/DC控制芯片IC62处于工作状态，调节电阻R61和R62的 分压比，可以调节第一预设值的值；CMOS升压DC/DC控制芯片IC62为S-8356M50，和S-8356Q50 一样，为超低静态功耗的，升压型超小型600kHz控制器,为BOOST电路，调节电阻R63和R64 的分压比，可以改变输出端的电压，电阻R63和R64的总阻值可以大于1M，以降低静态功耗， 电阻R61和R62的总阻值可以大于1M，确保流过的电流较小，甚至在10uA以下，这样对供 电电池的自身放电影响极小。

其它参数如下：

R61为2MΩ，R62为100KΩ，IC61为PT7M6102，R63为510KΩ，R64为620KΩ，IC62 为S-8356M50，TR61为FMMT491，L61为22uH电感，D61为RB160二极管，由于工作电流小， 输出端滤波电容为1uF/16V电容。

电路连好后，输入端VI1和输入端VI2之间接上外部可调整稳压电源，电压为3.9V至 5.0V之间，实测可以完成发明目的：

当输入电压在4.199V以下时，因为没有工作电压，IC2脉宽调制控制器输出低电压；工 作电流仅为4.6uA，

当输入电压在4.199V至4.202V时，图6中输出端有脉宽调制控制器IC2输出最小占空 比；

当输入电压在4.203V以上时，但小于4.245V，脉宽调制控制器IC2输出相应变大的占 空比；

当输入电压在4.252V及以上时，脉宽调制控制器IC2输出最大的占空比：65％；

上述的电压是按目前较流行的锂电池的电压设计的，若把第一预设值适当下降，限制电 压改为4.15V，那么，电阻R4要适当减小。

另外，对于一些对脉宽调制控制器用得不熟的人来说，本发明的电路存在问题：

以图5的第一实施例为例，当输入电压在第一预设值附近时，结合运算放大器A1的失调 电压，这时，运算放大器A1存在输出电压等于稳压管IC1参考电压的机会，即这时运算放大 器A1输出3.784V，而此时集成电路ISL6841并不能输出最小占空比。第三实施例克服了这 一不足。

第三实施例

请参阅图7，与图5相比，仅在电阻R4中串入一个二极管D1，即断开电阻R4另一端和 运算放大器A1的输出脚的连接，串入二极管D1，二极管D1阳极连接电阻R4另一端，二极 管D1阴极连接运算放大器A1的输出脚。

二极管D1的串入，电路的工作方式将发生改变：

当输入电压略低于第一预设值，由于电路组态为反相放大，这时运放A1输出电压高于反 相输入端的电压，输出电压无法经过二极管D1进行负反馈，从而使得运算放大器A1处于开 环放大状态，这时运算放大器A1输出电压一定为运算放大器A1的工作电压，为高电平，从 而使得集成电路IC2的FB脚为高电平，此时集成电路ISL6841输出最小占空比，或完全输出 低电平。

当输入电压略高于第一预设值，由于电路组态为反相放大，这时运算放大器A1输出电压 低于反相输入端的电压，输出电压经过二极管D1，以及电阻R4进行负反馈，从而使得运算 放大器A1处于闭环放大状态，这时运算放大器A1输出电压符合下式：

Au＝-[R4/(R1∥R2)]

即输出电压，为[参考电压+Au(输入电压-参考电压)]，电路处于正常的工作状态。

同样，实施例二适用这个方法：断开电阻R4另一端和运算放大器A1的输出脚的连接， 串入二极管D1，二极管D1阳极连接电阻R4另一端，二极管D1阴极连接运算放大器A1的输 出脚。

需要注意的是，电阻R4和二极管D1是串联关系，互换位置全保证二极管D1的方向不变， 电路是等效的，功能相同。

调节元件的参数，本发明的电路同样适应于使用超级电容供电的设备中。超级电容的端 电压经常工作在2.0V至2.9V之间。稳压管IC1要改为基准电压低至1.24V的AZ431L即可。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明 的限制。

对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若 干改进和润饰，如在供电回路中串入电感、并上电容以平滑供电纹波，分压电阻、反馈电阻 上并联抗干忧电容，来提高电路的抗干扰能力，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围， 这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。