无直流偏置高效频谱利用率的光正交频分复用通信方法

摘要

本发明公开了一种无直流偏置的、高效频谱利用率的光正交频分复用通信方法。该通信方法适用于强度调制、直接检测光通信系统。在本方法中，频域的调制信号不需要满足共轭对称特性。本发明对通过逆离散傅立叶变换得到的时域信号的实部和虚部进行了分离，并且对实部和虚部的极性进行了联合编码。本发明对接收算法也进行了相应的设计。

说明书

技术领域

本发明涉及强度调制、直接检测光通信领域，尤其涉及一种无直流偏置的高效频谱利用 率的光正交频分复用技术。

背景技术

正交频分复用(Orthogonalfrequencydivisionmultiplexing,OFDM)技术可以有效 的提高频谱利用率、对抗高速数据传输过程中的符号间干扰^【1】。不同于射频无线通信，在强 度调制、直接检测光通信系统中，发射信号是光功率信号，必须是非负的实数。修正的适用 于强度调制、直接检测的OFDM技术已有被提出^{【2】-【4】}。直流偏置光正交频分复用(DC-biased opticalOFDM,DCO-OFDM)是一种最直接的方式，通过在双极性的OFDM信号上加一个直流偏 置，从而保证信号的非负特性^【2】。非对称修剪的光正交频分复用(Asymmetricallyclipped opticalOFDM,ACO-OFDM)是第二种方式，这种方式只有下标为奇数的子载波被调制，在发 射过程中，所有负数信号被置为零^【3】。幅度调制离散多音(Pulse-amplitude-modulated discretemultitone,PAM-DMT)是第三种方式，这种方式牺牲了调制星座的一个维度^【4】。在 上述三种修正的OFDM方式中，频域信号必须满足共轭对称特性，从而保证时域信号是实数。 参考文献：

【1】Li,Y.,andStuber,G.:‘OrthogonalFrequencydivisionmultiplexingforwireless communications’,SpringerScienceBusinessMedia,Inc.,2006.

【2】Gonzalez,O.,Perez-Jimenez,R.,Rodriguez,S.,Rabadan,J.,andAyala,A.: ‘AdaptiveOFDMsystemforcommunicationsovertheindoorwirelessopticalchannel’, IEEProc.Optoelectronics,2006,153,(4),p.139-144

【3】Armstrong,J.,andLowery,A.:‘PowerefficientopticalOFDM’,Ele.Lett.,2006, 42,(6),p.370-371

【4】Lee,S.,Randel,S.,Breyer,F.,andKoonen,A.:‘PAM-DMTfor intensitymodulatedanddirect-detectionopticalcommunicationsystems,’ IEEEPhotonicsTechnol.Lett.,2009,21,(23),p.1749-1751

发明内容

发明目的：为了满足强度调制、直接检测光通信发射信号非负特性的要求，并且能够有 效提高功率利用率和频谱利用率。本发明提出了一种无直流偏置的，所有子载波都能被调制 的光OFDM通信方法。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：无直流偏置高效频谱利用率的 光正交频分复用通信方法，发射机具体步骤如下：

步骤一、发射机对数据流进行调制，并且将数据分配到各个子载波上；子载波上的调制 信号经过逆离散傅立叶变换模块(InversediscreteFouriertransform,IDFT)进行逆离 散傅立叶变换后，输出的时域信号x(n)表示为：

$x\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}X\left(K\right)e^{j\frac{2\pi }{N}Kn}$

其中：X(K)是第K个子载波上的调制信号，N是逆离散傅立叶变换的长度；

步骤二、对输出的时域信号x(n)进行并-串转换后，将虚部和实部分离，得到：

$\left(\begin{array}{c}a\left(n\right)=\mathrm{Re}\left\{x\right(n\left)\right\}\\ b\left(n\right)=Im\left\{x\right(n\left)\right\}\end{array}\right)$

其中：Re{﹒}和Im{﹒}分别表示一个复数的实部和虚部，a(n)和b(n)都是实数，并且 a(n)和b(n)的分布相同；因此，

E[|a(n)|]＝E[|b(n)|]

其中：E[﹒]表示一个随机变量的期望；

步骤三、根据a(n)和b(n)的极性，进行极性信息编码，编码策略如表1所示：

表1：极性编码策略

采用4阶的调制方式对极性编码输出进行调制，调制的输出信号用c(n)表示；c(n)的均 值E[c(n)]满足以下约束：

$\left(\begin{array}{c}E\left[c\left(n\right)\right]=\frac{E\left[\right|a\left(n\right)\left|\right]+E\left[\right|b\left(n\right)\left|\right]}{2}\\ =E\left[\right|a\left(n\right)\left|\right]\end{array}\right)$

步骤四、对输出信号|a(n)|，|b(n)|和c(n)进行并-串转换后，输出信号s表示为：

s＝[s(0),s(1),...,s(m),...s(M-1)]

＝[|a(0)|,|b(0)|,c(0),...,|a(N-1)|,|b(N-1)|,c(N-1)]

其中：向量s的大小为M＝3N；因此，平均的发射光功率p_avg为：

$\left(\begin{array}{c}{p}_{avg}=\frac{E\left[\right|a\left(n\right)|+|b\left(n\right)|+c\left(n\right)]}{3}\\ =\frac{E\left[\right|a\left(n\right)\left|\right]+E\left[\right|b\left(n\right)\left|\right]+E\left[c\left(n\right)\right]}{3}\\ =E\left[\right|a\left(n\right)\left|\right]\end{array}\right)$

步骤五、将步骤四种的输出信号s经过加循环前缀模块后，输入到数-模转换模块，最终 进行发射；因此，频谱利用率R为：

(比特/秒/赫兹,bit/s/Hz)

其中：L是每个子载波上的调制阶数，Ng是循环前缀的长度。

进一步的，接收机具体步骤如下：

步骤五、接收机的接收信号在离散时间域能够表示为：

$y\left(m\right)=s\left(m\right)\otimes h\left(m\right)+w\left(m\right)$

其中：h(m)表示光信道的冲击响应，表示卷积，w(m)是均值为0，方差为的高斯噪 声；在频域，接收信号表示为：

Y(J)＝S(J)H(J)+W(J)J＝0,1,…,M-1

其中：Y(J)＝DFT[y(m)]，S(J)＝DFT[s(m)]，H(J)＝DFT[h(m)]，W(J)＝DFT[w(m)]，DFT[·] 表示离散傅立叶变换(DiscreteFouriertransform,DFT)操作；

步骤六、采用频域均衡对S(J)进行估计，得到的S(J)的估计表示为：

$\left(\begin{array}{c}\hat{S}\left(J\right)=\frac{Y\left(J\right)}{H\left(J\right)}\\ =S\left(J\right)+\frac{W\left(J\right)}{H\left(J\right)}\end{array}\right)$

将S(J)的估计变换到时域，从而得到s(m)的估计，s(m)的估计为：

$\left(\begin{array}{c}\hat{s}\left(m\right)=IDFT\left[\hat{S}\left(J\right)\right]\\ \begin{array}{cc}=\frac{1}{M}\underset{J=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}\hat{S}\left(J\right)e^{j\frac{2\pi }{M}Jm}& m=0,1,\mathrm{...},M-1\end{array}\end{array}\right)$

其中：IDFT[·]表示逆离散傅立叶变换操作；

步骤七、根据s(m)的估计和发射机输出信号s的特性，得到|a(n)|，|b(n)|，和c(n)的 估计；基于c(n)的估计，对极性信息进行解调和译码；假设估计到的a(n)和b(n)的极性分别 表示为：sg_a(n)和sg_b(n)；根据估计到的极性信息，以及|a(n)|和|b(n)|的估计，将x(n)的估计 表示为：

$\hat{x}\left(n\right)={\mathrm{sg}}_a\left(n\right)\left|\widehat{a\left(n\right)}\right|+{\mathrm{jsg}}_b\left(n\right)\left|\widehat{b\left(n\right)}\right|$

其中：和分别表示|a(n)|和|b(n)|的估计；通过N点的离散傅立叶变换，将x(n) 的估计变换到频域，从而得到X(K)的估计为：

$\hat{X}\left(K\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}\hat{x}\left(n\right)e^{-j\frac{2\pi }{N}Kn},K=0,1,\mathrm{...},N-1.$

本发明的有益效果：本发明提供的无直流偏置的光OFDM通信方法，在该方法中所有的子 载波都能被调制，可以有效的提高系统的频谱利用率和功率利用，为光通信提供了一种有效 的通信方法。(在背景技术介绍的三种修正的OFDM方式中，频域信号必须满足共轭对称特性， 从而保证时域信号是实数。)

附图说明

图1为本发明的提出的无直流偏置光OFDM方法的发射机框图；

图2为本发明的提出的无直流偏置光OFDM方法的接收机框图；

图3为三种OFDM方式的误比特率性能图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步的说明。

图1是本发明提出的光OFDM方式的发射机框图，具体步骤如下：

步骤一、发射机对数据流进行调制，并且将数据分配到各个子载波上。子载波上的调制 信号经过逆离散傅立叶变换模块进行逆离散傅立叶变换后，输出的时域信号x(n)表示为：

$x\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}X\left(K\right)e^{j\frac{2\pi }{N}Kn}$

其中：X(K)是第K个子载波上的调制信号，N是逆离散傅立叶变换的长度；

步骤二、对输出的时域信号x(n)进行并-串转换后，将虚部和实部分离，得到：

$\left(\begin{array}{c}a\left(n\right)=\mathrm{Re}\left\{x\right(n\left)\right\}\\ b\left(n\right)=Im\left\{x\right(n\left)\right\}\end{array}\right)$

其中：Re{﹒}和Im{﹒}分别表示一个复数的实部和虚部，a(n)和b(n)都是实数，并且 a(n)和b(n)的分布相同；因此，

E[|a(n)|]＝E[|b(n)|]

其中：E[﹒]表示一个随机变量的期望；

步骤三、根据a(n)和b(n)的极性，进行极性信息编码，编码策略如表1所示：

表1：极性编码策略

采用4阶的调制方式对极性编码输出进行调制，调制的输出信号用c(n)表示；c(n)的均 值E[c(n)]满足以下约束：

$\left(\begin{array}{c}E\left[c\left(n\right)\right]=\frac{E\left[\right|a\left(n\right)\left|\right]+E\left[\right|b\left(n\right)\left|\right]}{2}\\ =E\left[\right|a\left(n\right)\left|\right]\end{array}\right)$

步骤四、对输出信号|a(n)|，|b(n)|和c(n)进行并-串转换后，输出信号s表示为：

s＝[s(0),s(1),...,s(m),...s(M-1)]

＝[|a(0)|,|b(0)|,c(0),...,|a(N-1)|,|b(N-1)|,c(N-1)]

其中：向量s的大小为M＝3N；因此，平均的发射光功率p_avg为：

$\left(\begin{array}{c}{p}_{avg}=\frac{E\left[\right|a\left(n\right)|+|b\left(n\right)|+c\left(n\right)]}{3}\\ =\frac{E\left[\right|a\left(n\right)\left|\right]+E\left[\right|b\left(n\right)\left|\right]+E\left[c\left(n\right)\right]}{3}\\ =E\left[\right|a\left(n\right)\left|\right]\end{array}\right)$

串行输出数据s经过加循环前缀模块后，输入到数-模转换模块，最终进行发射。

本发明方法所能达到的频谱利用率R为：

(比特/秒/赫兹,bit/s/Hz)

其中：L是每个子载波上的调制阶数，Ng是循环前缀的长度。

图2给出的是本发明提出的光OFDM通信方法接收机的框图，接收机具体步骤如下：

步骤五、经过数模转换器之后，接收信号在离散时间域能够表示为：

$y\left(m\right)=s\left(m\right)\otimes h\left(m\right)+w\left(m\right)$

其中：h(m)表示光信道的冲击响应，表示卷积，w(m)是均值为0，方差为的高斯随 机变量；去掉循环前缀后，接收信号在频域表示为：

Y(J)＝S(J)H(J)+W(J)J＝0,1,…,M-1

其中：Y(J)＝DFT[y(m)]，S(J)＝DFT[s(m)]，H(J)＝DFT[h(m)]，W(J)＝DFT[w(m)]，DFT[·] 表示DFT操作；

步骤六、采用频域均衡对S(J)进行估计，得到的S(J)的估计表示为：

$\left(\begin{array}{c}\hat{S}\left(J\right)=\frac{Y\left(J\right)}{H\left(J\right)}\\ =S\left(J\right)+\frac{W\left(J\right)}{H\left(J\right)}\end{array}\right)$

将S(J)的估计变换到时域，从而得到s(m)的估计，s(m)的估计为：

$\left(\begin{array}{c}\hat{s}\left(m\right)=IDFT\left[\hat{S}\left(J\right)\right]\\ \begin{array}{cc}=\frac{1}{M}\underset{J=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}\hat{S}\left(J\right)e^{j\frac{2\pi }{M}Jm}& m=0,1,\mathrm{...},M-1\end{array}\end{array}\right)$

其中：IDFT[·]表示IDFT操作；

步骤七、根据s(m)的估计和发射机输出信号s的公式，得到|a(n)|，|b(n)|，和c(n)的 估计；基于c(n)的估计，对极性信息进行解调和译码；假设估计到的a(n)和b(n)的极性分别 表示为：sg_a(n)和sg_b(n)；根据估计到的极性信息，以及|a(n)|和|b(n)|的估计，将x(n)的估计 表示为：

$\hat{x}\left(n\right)={\mathrm{sg}}_a\left(n\right)\left|\widehat{a\left(n\right)}\right|+{\mathrm{jsg}}_b\left(n\right)\left|\widehat{b\left(n\right)}\right|$

其中：和分别表示|a(n)|和|b(n)|的估计；通过N点的DFT变换，将x(n)的估 计变换到频域，从而得到X(K)的估计为：

$\hat{X}\left(K\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}\hat{x}\left(n\right)e^{-j\frac{2\pi }{N}Kn},K=0,1,\mathrm{...},N-1.$

表2接收算法步骤

在加性白高斯噪声信道条件下，本发明中的无直流偏置OFDM方法的误比特率(Biterror rate,BER)性能如图3所示。其中采用4阶单极性幅度调制对极性编码信息进行调制，每个 子载波上采用正交幅度调制(Quadratureamplitudemodulation,QAM)方式。根据光功率， 信噪比(Signaltonoiseratio,SNR)进行定义如下：

$SNR=\frac{p_{\alpha vg}}{{\sigma }_n}$

图3给出了本发明方法中OFDM的子载波采用8-QAM、64QAM和512QAM时的BER性能，调 制阶数越低，本发明方法的BER性能越优。为了进行性能的比较，图3还给出了ACO-OFDM方 式和DCO-OFDM方式的调制子载波在不同QAM调制阶数下的BER性能。当三种方式的频谱利用 率相同的条件下，本发明中提出的无直流偏置光OFDM方法的BER性能在高信噪比条件下最优。 (例如当三种方式的频谱利用率为2bits/s/Hz，SNR>9dB时，本发明中提出的无直流偏置光 OFDM方法的BER性能最优。)

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说， 在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发 明的保护范围。