恒定输出电流控制驱动器中的量化误差减少

摘要

电子系统和方法包括以至少两种不同的操作模式(普通模式和误差减少模式)控制开关功率转换器的控制器。控制器控制由开关功率转换器推送(即运送)到负载的电荷量以减少电荷量化误差。电荷量化误差表示被推送到负载的超过目标电荷量的电荷量。控制器确定要被推送到负载的电荷量。基于要被推送到负载的电荷量，控制器生成电流控制信号，该电流控制信号控制开关功率转换器中的电流控制开关。控制信号的确定依赖于控制器以普通模式操作还是以误差减少模式操作。控制器试图减少电荷量化误差以避免功率波动。

说明书

相关申请的交叉引用

本申请要求2013年3月11日提交的美国临时申请No.61/776,082 的根据35U.S.C.§119(e)和37C.F.R.§1.78的权益，通过引用将其整 体并入。

技术领域

本发明总体上涉及电子领域，并且更具体地，涉及恒定输出电流 控制驱动器中的量化误差减少。

背景技术

很多电子系统利用开关功率转换器高效率地将功率从一种源转 换为设备(本文中称为负载)可用的功率。诸如住宅和建筑物之类的 一些设施包括光源调光电路(本文中称为调光器)。调光器控制运送 到诸如具有一个或者多个光源的灯之类的负载的功率。调光节省了能 量，并且在照明安装中，还允许用户将光源的强度调整到期望的水平。

开关功率转换器由控制器控制。对于不旨在与调光器一起使用的 系统，控制器针对位移和失真提供功率因子校正，使得去往开关功率 转换器的交流(AC)供应电压和平均输入电流的相位近似同相(功 率因子位移)，并且电流形状遵循供应电压的形状(功率因子失真)。 对于包括调光器和恒定电流负载的系统而言，控制器控制开关功率转 换器将恒定的平均输入电流提供到负载，而不考虑功率因子校正。

图1描绘了将来自电压供应102的功率转换为负载104可用的功 率的电子系统100。负载104是包括例如一个或者多个发光二极管 (LED)的恒定电流负载。控制器106控制功率转换过程。电压源102 可以是任何类型的电压源，诸如在北美洲供应60Hz/110V的输入电 压V_IN或者在欧洲或者中华人民共和国供应50Hz/220V的输入电压 V_IN的公用事业。调光器103对供应电压V_SUPPLY进行相切，并且全桥 整流器105将经相切的供应电压整流，以将经整流的相切输入电压 V_IN生成到反激式开关功率转换器110。在至少一个实施例中，调光 器103是基于可控硅(triac)的调光器。

控制器106将脉冲宽度调制(PWM)的控制信号CS₀提供到反激 式开关功率转换器110中的电流控制开关108，以控制输入电压V_IN向初级侧电压V_P和次级电压V_S的转换。当开关108不导通，即“关 闭”时，初级电压V_P是次级电压V_S的N倍，即V_P＝N·V_S，并且“N” 是初级绕组114中的匝数与次级绕组118中的匝数的比值。开关108 是例如场效应晶体管(FET)。当控制信号CS₀使得开关108导通时， 初级侧电流i_IN流动到变压器116的初级绕组114中，以为初级绕组 114供能。当开关108导通时，二极管120反向偏置，并且次级侧电 流i_S为零。当控制信号CS₀开启开关108时，初级电压V_P和次级电 压V_S将所指示的极性反转，并且二极管120正向偏置。当二极管120 正向偏置时，次级侧电流i_S流过二极管120以对电容器122充电，使 得向负载104提供近似恒定的电流和直流(DC)电压V_LD。

发明内容

在本发明的一个实施例中，方法包括在去往开关功率转换器的输 入供应电压的周期期间，在多个电荷推送周期期间以第一模式操作开 关功率转换器，以将第一电荷量推送到耦合到开关功率转换器的负 载。该方法进一步包括在一个或者多个电荷推送周期之后，并且当要 被推送到负载的、相对于要被推送到负载的目标电荷量的剩余电荷量 少于在紧接在前的电荷推送周期中被推送到负载的电荷量时，以误差 减少模式操作开关功率转换器，以将第二电荷量推送到负载，这减少 了被推送到负载的电荷量相对于目标量的误差，如果仅使用第一模式 将电荷推送到负载则将出现该误差。

在本发明的另一实施例中，控制器被配置为在去往开关功率转换 器的输入供应电压的周期期间，在多个电荷推送周期期间以第一模式 操作开关功率转换器，以将第一电荷量推送到耦合到开关功率转换器 的负载。该控制器进一步被配置为，在一个或者多个电荷推送周期之 后，并且当要被推送到负载的、相对于要被推送到负载的目标电荷量 的剩余电荷量少于在紧接在前的电荷推送周期中被推送到负载的电 荷量时，以误差减少模式操作开关功率转换器以将第二电荷量推送到 负载，这减少了被推送到负载的电荷量相对于目标量的误差，如果仅 使用第一模式将电荷推送到负载则将出现该误差。

在本发明的又一实施例中，装置包括负载、耦合到负载的开关功 率转换器、以及耦合到开关功率转换器的控制器。控制器被配置为在 去往开关功率转换器的输入供应电压的周期期间，在多个电荷推送周 期期间以第一模式操作开关功率转换器，以将第一电荷量推送到耦合 到开关功率转换器的负载。控制器进一步被配置为，在一个或者多个 电荷推送周期之后，并且当要被推送到负载的、相对于要被推送到负 载的目标电荷量的剩余电荷量少于在紧接在前的电荷推送周期中被 推送到负载的电荷量时，以误差减少模式操作开关功率转换器以将第 二电荷量推送到负载，这减少了被推送到负载的电荷量相对于目标量 的误差，如果仅使用第一模式将电荷推送到负载则将出现该误差。

附图说明

通过参照附图，可以更好地理解本发明，并且对于本领域技术人 员而言，本发明的众多目的、特征、以及优势变得明显。贯穿若干附 图使用相同的附图标记指定相同或者相似的元件。

图1(标注为现有技术)描绘了提供功率因子校正或者恒定电流 的电子系统。

图2描绘了具有以包括量化误差减少模式的多个输入电流控制模 式中的任何一个模式来操作开关功率转换器的控制器的电子系统。

图3描绘了不包括任何电荷误差减少的示例性信号和电荷积分波 形。

图4描绘了用于具有电荷误差减少的多模式电流控制器的普通模 式和误差减少模式功能部件。

图5描绘了电子系统，该电子系统表示图2中的电子系统的一个 实施例。

图6描绘了由通过图5中的电子系统的具有电荷误差减少的多模 式电流控制器的至少一个实施例使用的示例性普通模式和误差减少 模式过程。

图7描绘了用于图2和图5中的电子系统的实施例的示例性操作 波形。

图8描绘了包括电荷误差减少的示例性信号和电荷积分波形。

图9描绘了图5中的电子系统的开关功率转换器的实施例。

具体实施方式

在至少一个实施例中，电子系统和方法包括以至少两种不同的操 作模式(普通模式和误差减少模式)控制开关功率转换器的控制器。 控制器控制由开关功率转换器推送(即运送)到负载的电荷量以减少 电荷量化误差。电荷量化误差表示推送到负载的超过目标电荷量的电 荷量。在至少一个实施例中，控制器确定要被推送到负载的电荷量。 基于要被推送到负载的电荷量，控制器生成控制开关功率转换器中的 电流控制开关的电流控制信号。控制电流控制开关允许控制器控制开 关功率转换器中的电流，并且因此，控制要被推送到负载的电荷量。 控制信号的确定依赖于控制器是在普通模式下操作还是在误差减少 模式下操作。在至少一个实施例中，控制器试图减少电荷量化误差以 避免在未经整流的供应电压的每个半线周期(halflinecycle)(即经 整流的输入供应电压的每个周期)期间的功率波动。对于一些负载而 言，诸如一个或者多个发光二极管，即使运送到负载的电荷的小波动 也明显表现为例如光闪烁。

在至少一个实施例中，在普通模式下，控制器确定在一段时间期 间(诸如在输入供应电压的半线周期期间)要被推送到负载的目标电 荷量。控制器在普通模式下确定峰值电流和电流控制开关的开关时间 (等同于电流控制信号的脉冲宽度)，普通模式对于电流控制信号的 每个周期使得一定量的电荷被推送到负载。控制器确定在例如电流控 制信号的每个周期之后剩余的要被推送到负载的电荷量。控制器还确 定在电流控制信号的最近的周期之后被推送到负载的电荷量。如果剩 余的要被推送的电荷量大于或者等于在电流控制信号的先前周期中 被推送的电荷量(在至少一个实施例中乘以比例因子)，控制器保持 在普通模式下并且重复确定峰值电流，或者在至少一个实施例中，利 用相同的峰值电流计算将电荷推送到负载。

然而，当控制器确定剩余的要被推送的电荷量小于在电流控制信 号的最早周期中被推送的电荷量(在至少一个实施例中乘以比例因 子)时，控制器进入误差减少模式。在至少一个实施例中，在普通模 式下对峰值电流的确定具有有限的粒度(granularity)。如果再次使 用普通模式确定相同的峰值电流，控制器可以造成被推送到负载的总 电荷量超过目标量。这一过量电荷可以随输入电压的周期改变，并且 因此，可以导致到负载的功率波动。在误差减少模式下，控制器增加 峰值电流确定的粒度，并且因此，可以确定并且控制更精细调谐的峰 值电流，并且因此，更精细调谐的推送到负载的电荷量。运送到负载 的电荷的这一经改进的粒度将运送到负载的超过目标电荷量的电荷 量最小化。

在误差减少模式下，控制器更改确定和调制开关功率转换器的峰 值电流的过程，并且在至少一个实施例中，确定作为至少确定的未被 推送的电荷量、在电流控制开关的紧接的在前周期中推送的电荷量、 之前确定的峰值电流、以及开关功率转换器的变压器的次级绕组中的 电流导通时间段的函数的峰值电流。通过使用误差减少模式，相对于 使用普通模式峰值电流确定以确定运送到负载的电荷量，控制器减少 了被推送到负载的电荷的误差量。

图2描绘了具有控制器202的电子系统200，控制器包括控制推 送到负载216的电荷量的多模式操作。在至少一个实施例中，用于调 节被推送到负载的电荷的两种操作模式是普通模式和误差减少模式。 开关功率转换器204可以是诸如反激式、升压式、降压式、升降压式、 或者丘克(Cuk)式开关功率转换器之类的任何类型的开关功率转换 器。电子系统200接收来自电压供应102的功率。电压供应102是 AC供应，并且在至少一个实施例中，与电压供应102(图1)完全相 同。可选调光器103对供应电压V_SUPPLY进行相切，并且全桥二极管 整流器108将经相切的供应电压V_SUPPLY整流以生成相切输入电压 V_IN。因此，输入电压V_IN的每个周期表示供应电压V_SUPPLY的半线电 压。调光器103可以是任何类型的调光器，并且在至少一个实施例中， 调光器103是基于可控硅的调光器。在其它实施例中，调光器103是 使用诸如高功率场效应晶体管(FET)之类的熟知部件对供应电压 V_SUPPLY进行相切的电子调光器。调光器103可以通过确立禁用信号 D/A而被禁用，使得输入电压V_IN不被相切。

控制器202包括开关功率转换器电流控制器210以生成用于控制 电流控制开关212的导通性的控制信号CS。在至少一个实施例中， 控制信号CS是脉冲调制信号，并且开关212是FET。当开关212导 通时，输入电流i_IN流过开关功率转换器204、开关212、以及感测电 阻214。控制输入电流i_IN控制开关功率转换器204的输出电流i_OUT。 虽然为了清楚，开关212在开关功率转换器204之外示出，但是在至 少一个实施例中，开关212被认为是开关功率转换器204的部分。

示例性波形217描绘了控制信号CS和对应的输入电流i_IN和输出 电流i_OUT的时段。输入电流i_IN随着控制信号CS的每个脉冲219倾斜 上升并且停止在脉冲219的结尾。当控制信号CS的脉冲219结束时， 输出电流i_OUT流过二极管221并且将电容器223充电到负载电压V_LD， 该电容器向负载216提供功率。负载216可以是任何类型的负载，包 括诸如一个或者多个发光二极管之类的一个或者多个照明设备。在至 少一个实施例中，控制器202包括调光器检测器203，以检测调光器 103是否大幅相切到开关功率转换器204的输入电压V_IN，并且以提 供指示调光器103的调光水平的DIM信号。题目为“LightingSystem withLightingDimmerOutputMapping”、发明人为JohnL.Melanson 和JohnPaulos、并且代理人为CirrusLogic公司(“MelansonII”) 的美国专利No.7,667,408描述了检测由DIM信号表示的调光器水平 的示例性实施例。控制器202生成调光器兼容性控制信号DIM_C。 2010年8月17日提交的且题目为“DimmerOutputEmulation”的美 国专利申请No.12/858,164和2011年11月4日提交的且题目为 “SwitchingPowerConverterInputVoltageApproximateZeroCrossing Determination”的美国专利申请No.13/290,032描述了调光器输出兼 容性系统和方法的示例性实施例，并且两者都通过引用将其整体并 入。在至少一个实施例中，电子系统200(除了电压供应102和调光 器103)被包括在灯中，并且负载216包括一个或者多个发光二极管。 虽然DIM信号可以表示光源的亮度水平。在至少一个实施例中，DIM 信号表示要被提供到负载216的通用(generic)的一部分功率，而不 考虑负载216是否包括诸如一个或者多个发光二极管之类的光源。

图3描绘了不包括任何电荷误差减少的示例性信号和电荷积分波 形300。参照图2和图3，输入电压V_IN由调光器103相切，并且开 关功率转换器电流控制器210生成在前沿302处开始的电流控制信号 CS。在控制信号CS的每个周期期间，电荷Q被推送到负载216。如 随后更详细描述的那样，对于给定的调光器水平DIM，控制器202确 定输入电流i_IN的最大值(即“峰值”)，以设定在控制信号CS的每个 周期期间被推送到负载216的电荷Q的量。Q_PUSHED描绘被推送到负 载216的电荷的积分。电流控制信号CS的脉冲(诸如脉冲219)的 每个前沿使得输入电流i_IN上升。控制信号CS的脉冲持续时间段T1。 一旦输入电流i_IN达到预定峰值，开关功率转换器电流控制器210结 束控制信号CS的脉冲，输入电流i_IN骤然下降，并且输出电流i_OUT上升。输出电流i_OUT在给负载电容器223充电的同时在时间段T2期 间衰减。控制信号CS的总时段是TT(未示出)，当控制器202以连 续或者临界导通模式操作时，TT可以与时段T2的结尾一致，或者当 控制器202以非连续导通模式操作时，TT可以延伸超出时段T2的结 尾。

当调光器103对供应电压V_SUPPLY进行相切时，对于给定的调光 器水平，控制器202试图将恒定量的电荷推送到负载216，如例如2012 年12月14日提交的Maru等人的题目为“Multi-modeFlybackControl foraSwitchingPowerConverter”的美国专利申请No.13/715,914 (“MaruApplication”)中描述的那样，通过引用将其并入于此。如 Maru引用中描述的那样，在调光器模式下，控制器205控制反激转 换器208，使得在供应电压V_SUPPLY的每个半线周期期间，相同量的电 荷被提供到LED负载207。在至少一个实施例中，根据Maru Application，控制器202确保到负载216的输出电流i_OUT被调节为近 似恒定的值，而不管瞬时输入电流i_IN。

在对输入电压V_IN的非常小的相切下，DIM值小，这转而意味着 要被运送到负载216的目标电荷Q_TARGET值也小。由于这一小值，开 关功率转换器电流控制器210在被推送到负载216的电荷量(Q_PUSHED) 超过目标电荷Q_TARGET之前仅将开关212循环几次(通常为10次或者 更少)。相对于所指示的目标电荷Q_TARGET，被推送到负载216的积 分电荷Q_PUSHED导致过量的电荷被推送到负载216，如由示例性电荷 量化误差Q_ERROR(1)、Q_ERROR(2)、以及Q_ERROR(3)所指示的那样。电荷 量化误差的起因包括但是不限于(i)供应电压V_SUPPLY、(ii)调光器 103的点火电压和/或(iii)DIM信号值的微小变化，并且在电荷Q_PUSHED超过电荷Q_TARGET之前，电荷量化误差可以使得开关功率转换器204 的开关212在供应电压V_SUPPLY的每个半线周期内开关不同的次数。 这一开关过程可以导致在每个半线周期内，积分电荷量Q_PUSHED超过 目标电荷Q_TARGET不同的量。在至少一个实施例中，在供应电压V_SUPPLY的低相切下差异特别明显，因为在低相切下，控制信号CS的周期数 目非常小，并且即使周期数目的小的变化也可以使得积分电荷 Q_PUSHED和目标电荷Q_TARGET之间的误差随供应电压V_SUPPLY的半线周 期大幅变化。

为了减少电荷量化误差，控制器202包括具有电荷误差减少的多 模式电流控制器218。在至少一个实施例中，控制器218允许系统200 在至少普通电流控制模式和误差减少电流控制模式下操作。

图4描绘了用于具有电荷误差减少的多模式电流控制器218的普 通模式和误差减少模式功能部件400。如随后更详细解释的那样，以 普通模式操作还是以误差减少模式操作依赖于尚未被推送到负载216 的未推送电荷量Q_UNPUSHED是否小于在控制信号CS的当前的第M个 周期中被推送到负载的电荷量(其中M是表示控制信号CS的当前周 期的整数索引)乘以可选的比例因子k。在至少一个实施例中，比例 因子k是在0和1之间的值。在至少一个实施例中，更小的k值提供 对即将发生的电荷量化误差的更高敏感度，并且因此，可以使得控制 器218比在更高的k值或者没有比例因子的情况下更早地进入误差减 少模式。

如果Q_UNPUSHED≥Q_PUSHED(n)·k，则控制器218选取普通模式操作， 并且如随后更详细描述的那样，针对控制信号CS周期的第一M个周 期确定作为目标输入电流i_IN、控制信号CS的占空比TT、以及控制 信号CS的脉冲宽度的函数的峰值电流i_PEAK(n)。“n”是整数索引。 如果Q_UNPUSHED<Q_PUSHED(n)·k，则控制器218选取误差减少模式操作， 并且如随后更详细描述的那样，针对控制信号CS周期的第一后续y 个周期确定作为未被推送电荷Q_UNPUSHED、控制信号CS的第M个周 期的推送电荷Q_PUSHED(M)、目标输入电流i_{IN_TARGET}、当前峰值电流 i_PEAK(M)、以及输出电流i_OUT持续时间T2的函数的峰值电流 i_PEAK(M+y)。“y”是整数索引。控制器218将i_PEAK(n)的值提供到开 关功率转换器电流控制器210，并且开关功率转换器电流控制器210 生成控制信号CS的脉冲，直到i_SENSE信号指示输入电流i_IN的值已经 达到峰值i_PEAK(n)。“n”是整数索引并且表示如由控制器218确定的 峰值电流的当前值。

图5描绘了电子系统500，其表示电子系统200的一个实施例。 开关功率转换器电流控制器521表示控制器210的一个实施例，并且 具有电荷误差减少的多模式电流控制器522表示控制器218的一个实 施例。电子系统500利用将输入电压V_IN和输入电流i_IN转换为次级侧 电流i_S的反激式开关功率转换器110。次级侧电流i_S表示图2中的输 出电流i_OUT的一个实施例。开关功率转换器110表示开关功率转换器 204的一个实施例。开关510是场效应晶体管(FET)并且表示开关 212的一个实施例。

图6描绘了由具有电荷误差减少的多模式电流控制器522的至少 一个实施例用于确定用于开关功率转换器电流控制器110的峰值电流 i_PEAK(n)的值的示例性普通模式和误差减少模式过程600。开关功率转 换器204的电流控制开关212的每个周期表示导致电荷被推送到负载 216的电荷推送周期。在操作602中，根据等式1，控制器522确定 要被推送到负载216的目标电荷Q_TARGET：

Q_TARGET＝i_OUT·Dim·HLC_PERIOD；等式1

其中：

Q_TARGET是要被推送到负载的目标电荷，

i_OUT是要被推送到负载的目标电流，

Dim是指示要被提供到负载216的功率部分的调光水平，并且

HLC_PERIOD是被提供到开关功率转换器的AC输入供应电压的半 线周期；

在操作604中，根据等式2，控制器522确定在HLC_PERIOD期间 被推送到负载的总电荷量：

$Q_{PUSHED}·=·{\Sigma }_{n=1}^M(\frac{N}{2}·i_{PEAK}\left(n\right)·T2);$等式2

其中：

Q_PUSHED是被推送的总电荷量，

M是表示在操作的普通模式期间出现的HLC_PERIOD期间的电流控 制开关510的总周期数的整数，

N是表示变压器的初级侧绕组与次级侧绕组的匝数比的数，

i_PEAK(n)是电流控制开关的第N个周期的初级侧绕组中的峰值电 流，并且“n”是整数索引，并且

T2是次级侧绕组中的电流的导通时间段；

在操作606中，根据等式3，控制器522确定在第n个周期之后 剩余的要被推送到负载的总电荷量：

Q_UNPUSHED＝Q_TARGET–Q_PUSHED；等式3

其中Q_UNPUSHED是在第n个周期之后剩余的要被推送到负载的总电荷 量；

在操作608中，根据等式4，控制器522确定在开关的第n个周 期中被推送到负载的电荷量：

$Q_{PUSHED}\left(n\right)·=·\frac{N}{2}·i_{PEAK}\left(R\right)·T2;$等式4

其中：

Q_PUSHED(n)是在电流控制开关的第n个周期中被推送到负载的电 荷量；并且

i_PEAK(n)是电流控制开关的第n个周期的峰值电流值；

在操作610中，根据等式5，控制器522确定在第n个周期之后 剩余的要被推送到负载的总电荷量是否少于在开关512的第n个周期 中被推送到负载的电荷量乘以比例因子：

Q_UNPUSHED<Q_PUSHED(n)·k；等式5

其中k是在0和1之间的比例因子。

如果Q_UNPUSHED≥Q_PUSHED(n)·k，则在控制信号CS和开关510的 多个电荷推送周期期间以普通模式操作开关功率转换器110以将电荷 推送到负载216，在操作612中，根据等式6，控制器522确定峰值 电流值：

$i_{PEAK}\left(n\right)·=·2···i_{IN\_TARGET}···\frac{TT}{T1};$等式6

其中：

i_PEAK(n)是在HLC_PERIOD期间用于控制开关510的第N个周期的峰 值电流值，并且n是整数索引。

n是表示在HLC_PERIOD期间的电流控制开关的当前周期数的整数，

i_{IN_TARGET}是到开关功率转换器的目标输入电流，

TT是电流控制开关的周期中的时段，并且

T1是电流控制开关在周期期间的导通时间。

在操作610中，如果Q_UNPUSHED<Q_PUSHED(n)·k，则以误差减少模 式操作开关功率转换器，在操作614中，控制器522进一步被配置为 针对每个(M+y)周期确定作为至少Q_UNPUSHED、Q_PUSHED(M)、i_PEAK(M)、 以及T2的函数的i_PEAK(M+y)，并且y是整数索引。在至少一个实施 例中，根据等式7和等式8，作为Q_UNPUSHED、Q_PUSHED(M)、i_PEAK(M)、 以及T2的函数的i_PEAK(M+y)为：

$i_{PEAK}(M+y)=i_{PEAK}\left(M\right)·\sqrt{r},$等式7

$r=\frac{Q_{ONPUSHED}}{Q_{PUSHRED}\left(M\right)}$等式8

控制器502的特定实施方式是设计选择的问题。在至少一个实施 例中，控制器502被实现为集成电路，该集成电路包括硬件部件，该 硬件部件被配置为实现包括具有电荷误差减少的多模式电流控制器 522的控制器502的功能。在至少一个实施例中，控制器302包括存 储器(未示出)，该存储器包括代码，诸如用于实现普通模式和误差 减少模式过程600的代码，该代码可以由控制器502的处理器(未示 出)执行并且因此对该处理器编程，以实现控制器502的功能。在供 应电压V_SUPPLY的每个半线周期的结尾处，重复过程600。

图7描绘了用于电子系统200和500的实施例的示例性操作波形 700。示例性输入电压V_IN在时刻t₀和t₁之间被相切。在时刻t₁时， 在输入电压V_IN的前沿702处，控制器521开始生成控制信号CS。对 于n＝{1,3}，控制器522使用普通模式确定输入电流i_IN的峰值电流值 i_PEAK(n)。在控制信号CS的第三周期之后，控制器522确定未被推送 到负载216的电荷Q_UNPUSHED少于在控制信号CS的第三周期期间被推 送到负载216的电荷Q_PUSHED。因此，前述等式中的M等于3。为了 确定下一峰值电流i_PEAK(M+1)，即i_PEAK(4)，控制器522进入误差减少 模式并且确定峰值电流i_PEAK(4)。相对于如果控制器502不进入误差 减少模式将出现的电荷误差，得到的电荷误差Q_ERROR减少。

图8描绘了包括通过利用控制器218和522的误差减少模式的电 荷误差减少的示例性信号和电荷积分波形800。操作参数与生成波形 300(图3)所使用的相同，但是减少了量化电荷误差Q_ERROR(1)、 Q_ERROR(2)、以及Q_ERROR(3)。

图9描绘了开关功率转换器电流控制器800，其表示开关功率转 换器电流控制器521的一个实施例。如先前描述的那样，控制器522 确定输入电流i_IN的峰值电流值i_PEAK(n)，并且数模转换器902将峰值 电流值i_PEAK(n)转换为模拟峰值电流信号i_{PEAK_A}，模拟峰值电流信号被 缩放为对应于与感测电流信号i_SENSE相同的尺度。比较器904将控制 信号CS驱动到逻辑0，直到感测电流信号i_SENSE的值超过模拟感测电 流信号i_{PEAK_A}的值。当感测电流信号i_SENSE的值超过模拟感测电流信 号i_{PEAK_A}的值时，比较器904将控制信号CS驱动到逻辑0。

因此，电子系统和方法包括以至少两种不同操作模式(普通模式 和误差减少模式)控制开关功率转换器的控制器。控制器控制由开关 功率转换器推送(即运送)到负载的电荷量以减少电荷量化误差，并 且在至少一个实施例中，减少电荷量化误差以避免功率波动。

虽然已经详细描述了实施例，但是应该理解的是，在不脱离如由 所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可以对其做出各 种改变、替换、以及更改。