基于循环移位序列的星载相控阵发射天线的校准方法

摘要

本发明涉及一种基于循环移位序列的星载相控阵发射天线的校准方法及系统。该方法包括：S1、星载相控阵发射天线生成校准信号并发送给地面站；S2、所述地面站根据所述校准信号生成校正因子向量并通过上行注入系统反反馈给所述星载相控阵发射天线；S3、所述星载相控阵发射天线根据所述校正因子向量调整每个发射通道的幅度和相位。本发明方案简便易行，可同时校准所有发射天线，降低了校准时间消耗；只需要使用一对数字匹配滤波器即可得到所有通道的校准因子，大大降低了校准系统复杂度。

说明书

技术领域

本发明涉及雷达天线远场测量技术领域，尤其涉及一种基于循环 移位序列的星载相控阵发射天线的校准方法及系统。

背景技术

星载天线是卫星通信、测控、遥感等有效载荷的重要组成部分， 对卫星有效载荷的性能有着重要影响。相控阵天线具有波束快速扫 描、波束形状捷变和空间功率合成等特点，成为星载天线的一个重 要发展方向。由于空间应用环境的特殊性，星载相控阵天线的通道 幅相一致性易受到阵面热变形、通道温度漂移及器件老化等因素影 响，导致其通道一致性出现时变特征。为了保证相控阵天线的波束 副瓣电平、波束指向精度等性能，除了在卫星发射之前对相控阵天 线进行校准，还必须在地面站对在运行轨道中的星载相控阵天线定 期进行通道幅相一致性校准。

目前，相控阵天线校准方法主要有旋转电场矢量(REV)方法、 归一化传输编码(UTE)方法和控制电路编码(CCE)方法。REV 方法通过控制阵元前端的移相器改变合成电场矢量的电场强度，只 需测量幅度信息，经过数学计算即可得到该旋转矢量的幅度和相位 值，但这种方法需要对逐个天线通道进行测量，当阵列数量较大时， 校准过程需要耗费大量时间。UTE和CCE是两种利用时分多路正交 编码信号在远场校准相控阵天线的方法，用开关矩阵对星载相控阵 天线的各单元幅相激励进行编码，地球基站对接收信号进行解码， 从而得到被测天线的幅相激励，但这两种方法的计算复杂度较高。

发明内容

本发明的其中一个目的在于提供一种基于循环移位序列的星载 相控阵发射天线的校准方法及系统，以解决现有技术中相控阵天线校 准方法校准时间长、计算复杂度高的技术问题。

为实现上述发明目的，本发明实施例提供了一种基于循环移位序 列的星载相控阵发射天线的校准方法，包括：

S1、星载相控阵发射天线生成校准信号并发送给地面站；

S2、所述地面站根据所述校准信号生成校正因子向量并反馈给所 述星载相控阵发射天线；

S3、所述星载相控阵发射天线根据所述校正因子向量调整每个发 射通道的幅度和相位。

可选地，所述步骤S1中通过以下步骤获取所述校准信号，包括：

S11、产生一个码长为N的原始m序列c₀(n)，并获取被测发射通道 的通道数目K；

S12、对所述原始m序列循环移位，移位长度为L_offset个码元，以 获取循环移位后的m序列码c_k(n)，其中L_offset为大于等于2的正整数；

S13、按照步骤S12对所述原始m序列进行K-1次循环移位，将原 始m序列c₀(n)以及每次循环移位的m序列码c_k(n)依次排列形成m序 列码组，其中k为正整数且1≤k≤K；

S14、利用所述m序列码组对全“1”信息进行扩频，并对扩频后 的m序列码组进行调制，以获得校准信号。

可选地，所述步骤S14中采用BPSK对扩频后的m序列码组进行调 制。

可选地，所述步骤S14之后还包括：

对所述校准信号进行数模转换以获取可发射的校准信号S_k(t)，其 中所述可发射的校准信号S_k(t)采用下式表示：

式中，1≤k≤K，K为待校准的发射通道的数量，a_k为 第k个发射通道的增益，ω_c为发射通道的角频率，为第k个发射通道 的相位，g(t)为成型波形，T_c为一个扩频码的码片持续时间，c_k(n)为 对应于第k个待校准的发射通道的m序列码。

可选地，所述步骤S2中通过以下步骤获取校正因子向量，包括：

S21、接收并获取经过空间传播后的校准信号S_R(t)；

S22、处理经过空间传播后的校准信号S_R(t)以获取基带同相信号 I(t)和基带正交信号Q(t)；

S23、分别利用所述基带同相信号I(t)和所述基带正交信号Q(t) 与原始m序列进行卷积运算，以获取每个发射通道的幅相误差估计 值；

S24、选取任意一个发射通道作为参考通道，利用幅相误差估计 值获取每个发射通道的相对幅值和相对相位；

S25、根据每个发射通道的相对幅值和相对相位生成校正因子向 量。

可选地，其特征在于，所述步骤S23中通过以下步骤获取幅相误 差估计值，包括：

S231、将基带同相信号I(t)和基带正交信号Q(t)与原始m序列进 行卷积运算，以获取信号PI(t)和信号PQ(t)；

S232、对所述信号PI(t)和所述信号PQ(t)进行相关峰检测，以获 取相关峰值；

S232、根据步骤S232中得到的相关峰值，计算每一个发射通道的 幅相因子α_k和β_k，然后计算每个发射通道的幅度误差估计值。

第二方面，本发明实施例还提供了一种基于循环移位序列的星载 相控阵发射天线的校准系统，包括：星载相控阵发射天线和地面站， 其中：

所述星载相控阵发射天线，用于生成校准信号发送给所述地面 站，并根据所述地面站反馈的校正因子向量调整每个发射通道的幅度 和相位；

所述地面站，用于根据所述校准信号生成校正因子向量并反馈给 所述星载相控阵发射天线。

可选地，所述星载相控阵发射天线包括：

所述校准信号生成装置，用于生成校准信号；

所述发射通道校正装置，用于传输校准信号或者根据校正因子对 发射通道进行校正；

所述数模转换装置，用于将所述校准信号进行数模转换得到模拟 形式的校准信号；

所述发射端射频处理装置，用于将模拟的校准信号进行上变频并 进行功率放大；

所述相控阵发射天线，用于将上变频并功率放大后的校准信号发 送至所述接收端射频处理装置；

所述校正因子接收装置，用于接收来自所述校正因子发送装置的 所述校正因子向量并发送至所述发射通道校正装置。

可选地，所述地面站包括：

所述接收端射频处理装置，用于对所接收的信号进行解调以获取 经过空间传播后的校准信号；

所述采样装置，用于采样经过空间传播后的校准信号以获取数字 形式的经过空间传播后的校准信号；

所述校正因子生成装置，用于根据数字形式的经过空间传播后的 校准信号生成校正因子向量；

所述校正因子发送装置，用于将所述校正因子向量发送至校正因 子接收装置。

本发明实施例通过对原始m序列进行多次循环移位来产生多个 扩频码。在通道数目增多的情况下，只需要一个较长的m序列就能实 现校准，方案简便易行，节省了码资源。实际应用中，本发明只需要 使用一对完全相同的数字匹配滤波器就能得到所有通道的校准因子， 大大减小了系统复杂度。

附图说明

通过参考附图会更加清楚的理解本发明的特征和优点，附图是示 意性的而不应理解为对本发明进行任何限制，在附图中：

图1是本发明实施例提供的一种基于循环移位序列的星载相控阵 发射天线的校准方法流程图；

图2是本发明实施例提供的校准信号生成过程流程图；

图3是本发明实施例提供的一种基于循环移位序列的星载相控阵 发射天线的校准系统结构图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细 描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

第一方面，本发明实施例提供了一种基于循环移位序列的星载相 控阵发射天线的校准方法，如图1所示，包括：

S1、星载相控阵发射天线生成校准信号并发送给地面站；

S2、地面站根据上述校准信号生成校正因子向量并反馈给上述星 载相控阵发射天线；

S3、该星载相控阵发射天线根据上述校正因子向量调整每个发射 通道的幅度和相位。

下面对本发明实施例提供的基于循环移位序列的星载相控阵发 射天线的校准方法作详细说明。

首先，介绍S1、星载相控阵发射天线生成校准信号并发送给地面 站的步骤。

实际应用中，星载相控阵发射天线通过以下步骤获取校准信号， 如图2所示，包括：

S11、星载相控阵发射天线产生一个码长为N的原始m序列c₀(n)， 并获取被测发射通道的通道数目K；

S12、对所述原始m序列循环移位，移位长度为L_offset个码元，以 获取循环移位后的m序列码c_k(n)，其中L_offset为大于等于2的正整数；

S13、按照步骤S12对所述原始m序列进行K-1次循环移位，将原 始m序列c₀(n)以及每次循环移位的m序列码c_k(n)依次排列形成m序 列码组，其中k为正整数且1≤k≤K；

S14、利用所述m序列码组对全“1”信息进行扩频，并对扩频后 的m序列码组进行调制，以获得校准信号。

实际应用中，可选地，步骤S14中采用BPSK对扩频后的m序列码 组进行调制，并将调制后的信号作为校准信号。当然本领域技术人员 可以根据具体的使用场景，选择其他调制方法获取校准信号，本发明 不作限定。

实际应用中，获取的校信号由相控发射天线发射出去之前还需要 数模转换，包括：

对校准信号进行数模转换以获取可发射的校准信号S_k(t)，其中所 述可发射的校准信号S_k(t)采用下式表示：

式中，1≤k≤K，K为待校准的发射通道的数量，a_k为 第k个发射通道的增益，ω_c为第发射通道的角频率，为第k个发射通 道的相位，g(t)为成型波形，T_c为一个扩频码的码片持续时间，c_k(n) 为对应于第k个待校准的发射通道的m序列码。

其次，介绍S2、地面站根据所述校准信号生成校正因子向量并反 馈给所述星载相控阵发射天线的步骤。

实际应用中，地面站通过以下步骤获取校正因子向量，包括：

S21、获取经过空间传播后的校准信号S_R(t)；

S22、处理经过空间传播后的校准信号S_R(t)以获取基带同相信号 I(t)和基带正交信号Q(t)；

S23、分别利用基带同相信号I(t)和基带正交信号Q(t)与原始m序 列进行卷积运算(即匹配滤波)，以获取每个发射通道的幅相误差估 计值；

S24、选取任意一个发射通道作为参考通道，利用幅相误差估计 值获取每个发射通道的相对幅值和相对相位；

S25、根据每个发射通道的相对幅值和相对相位生成校正因子向 量。

其中，步骤S21：远场处的天线接收到的经过空间传播后如式(2) 所示的校准信号S_R(t)：

式中，1≤k≤K，K为待校准的发射通道的数量，a_k为 第k个发射通道的增益，ω_c为发射通道的角频率，为第k个发射通道 的相位，g(t)为成型波形，T_c为一个扩频码的码片持续时间，c_k(n)为 对应于第k个待校准的发射通道的m序列码，n(t)为噪声，B为校准信 号经过空间传播后的损耗。

可理解的是，g(t)为成型波形是指基带成形波形。基带信号带宽 为无限大，需要限制其带宽；同时为了克服码间串扰，所以在基带信 号经过调制之前需要用一个成型滤波器，经过成型滤波器以后的波形 就是g(t)。

可理解的是，一个数据信号(如逻辑1或0)通常要用多个编码信 号来进行编码，那么其中的一个编码信号就称为一个码片，比如扩频 码中的逻辑1或0就可以视为一个码片。一个扩频码的码片持续时间就 是指，前文提到的扩频码中的逻辑1或0的持续时间。

其中，步骤S22：经过空间传播后的校准信号S_R(t)经过低噪声放 大器、下变频处理，再经过模数转换采样得到数字信号，最后经过正 交数字下变频、数字匹配滤波得到基带同相信号I(t)和基带正交信号 Q(t)，如下式所示：

$I\left(t\right)=B\underset{k=1}{\overset{K}{\Sigma }}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{g}_D(t-{\mathrm{nT}}_c)c_k\left(n\right){\alpha }_k+n_I\left(t\right)---\left(3\right)$

$Q\left(t\right)=B\underset{k=1}{\overset{K}{\Sigma }}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{g}_D(t-{\mathrm{nT}}_c)c_k\left(n\right){\beta }_k+n_Q\left(t\right)---\left(4\right)$

式中，g^*(t)为g(t)的共轭转置，n_I(t)、n_Q(t)分别为基带同相和基带正交支路的噪声。

其中，步骤S23：获取每个发射通道的幅相误差估计值包括：

S231、将基带同相信号I(t)和基带正交信号Q(t)与原始m序列进 行卷积运算(匹配滤波)，得到经过匹配滤波后的信号PI(t)和PQ(t)， 其中：

$PI\left(t\right)=c^{*}\left(n\right)\otimes I\left(t\right),---\left(5\right)$

$PQ\left(t\right)=c^{*}\left(n\right)\otimes Q\left(t\right),---\left(6\right)$

式中，c^*(n)为原始m序列的共轭转置，为卷积运算。

S232、对经过匹配滤波后的信号PI(t)和PQ(t)进行相关峰检测。 由原始m序列的性质和数字匹配滤波原理可知，经过数字匹配滤波 后，信号PI(t)和PQ(t)的每个周期内有K个相关峰，如下式所示：

$PI\left(t\right)=B\underset{k=1}{\overset{K}{\Sigma }}{\mathrm{PI}}_k·g_D[t-(k-1)·L_{offset}·T_c]+c^{*}\left(n\right)\otimes n_I\left(t\right)---\left(7\right)$

$PQ\left(t\right)=B\underset{k=1}{\overset{K}{\Sigma }}{\mathrm{PQ}}_k·g_D[t-(k-1)·L_{offset}·T_c]+c^{*}\left(n\right)\otimes n_Q\left(t\right)---\left(8\right)$

式(7)与式(8)中，L_offset为码元偏移数，PI_k、PQ_k为信号PI(t) 和PQ(t)每个周期内的各个相关峰的值，表示如下：

PI_k＝-α₁-α₂-…+N·α_k-α_k+1-…-α_K，(9)

PQ_k＝-β₁-β₂-…+N·β_k-β_k+1-…-β_K，(10)

式中，1≤k≤K。

S233：根据步骤S232中得到的相关峰计算每一个发射通道的I/Q 幅相因子α_k和β_k，然后计算每个发射通道的幅度误差估计值。

每一个发射通道的I/Q幅相因子α_k和β_k采用以下方法求解：

1、将步骤S232中的PI_k采用矩阵形式表示：

$\left(\begin{array}{c}P{I}_1\\ {\mathrm{PI}}_2\\ ...\\ P{I}_K\end{array}\right)=B\times {\left(\begin{array}{ccccc}N& -1& -1& ...& -1\\ -1& N& -1& ...& -1\\ ...& ...& ...& ...& ...\\ -1& -1& -1& ...& N\end{array}\right)}_{K\times K}\times {\left(\begin{array}{ccccc}{\alpha }_1& 0& 0& ...& 0\\ 0& {\alpha }_2& 0& ...& 0\\ ...& ...& ...& ...& ...\\ 0& 0& 0& ...& {\alpha }_k\end{array}\right)}_{K\times K}\times \left(\begin{array}{c}1\\ 1\\ ...\\ 1\end{array}\right)+n---\left(11\right)$

记为：P＝BTAb+n。

式中，n为噪声向量；P为由相关峰值组成的列向量；A为由α₁到 α_k组成的对角阵；b为信息序列，由于校准信号采用全“1”信息序 列，故b是一个K维列向量。等式右侧最左边的K×K矩阵为原始m 序列和具有码片偏移的m序列码组的互相关矩阵，记做T。该矩阵具 有特殊的求逆形式，其逆矩阵的形式如式(12)所示：

$T^{-1}={\left(\begin{array}{ccccc}b& a& a& ...& a\\ a& b& a& ...& a\\ ...& ...& ...& ...& ...\\ a& a& a& ...& b\end{array}\right)}_{K\times K}---\left(12\right)$

式中，a和b是只与码长N有关的常数，该矩阵求逆的复杂度很 小。

2、由步骤1中的矩阵表示，根据解相关多用户检测的原理，求 解幅相因子α_k，求解过程可表示如下：

T^-1P＝BAb+T^-1n(13)

并且可以转换为：

$\left(\begin{array}{c}{\alpha }_1\\ {\alpha }_2\\ ...\\ {\alpha }_K\end{array}\right)=\frac{1}{B}\times \left(T^{-1}\times {\left(\begin{array}{c}P{I}_1\\ {\mathrm{PI}}_2\\ ...\\ P{I}_K\end{array}\right)}_{K\times K}-T^{-1}n\right)---\left(14\right)$

由上面的求解过程和信号估计理论，α_K的估计值表示如下：

$\widehat{{\alpha }_k}=\frac{1}{B}\times \left[\right(b-a)·{\mathrm{PI}}_k+a\underset{i=1}{\overset{K}{\Sigma }}{\mathrm{PI}}_i]---\left(15\right)$

从式(15)可以看出，只需要在匹配滤波器的一端对输出的相关 峰进行检测，待一个扩频码周期捕获完所有的相关峰后，就能根据 上面的等式得到幅相因子估计值并且幅相误差估计值的准确度 只受噪声的影响，完全消除了一般的采用非正交扩频码工作的系统 的多址干扰。

3、按照与步骤1和步骤2相同的方法求解出按照如下的方 法解算出第k个通道的幅相误差估计值。

$\widehat{a_k}=\sqrt{{\widehat{a_k}}^2+{\widehat{{\beta }_k}}^2},---\left(16\right)$

所获取的和为第k个发射通道的幅相误差估计值。

以某一个发射通道q作为参考通道，计算出其他通道相对于该通 道的相对幅度和相对相位，根据所求得的相对幅度和相对相位计算 校正因子，传送回发送端进行校准。

若以发射通道q(1≤q≤K)考通道，相对幅度和相对相位为：

$\overline{a_k}=10*{\log }_{10}\left(\frac{\widehat{{\alpha }_k}}{\widehat{{\alpha }_q}}\right),---\left(18\right)$

式(18)与式(19)中，1≤k≤K,k≠q。

其中和表示除参考通道以外的其他通道的相对幅度(单位： dB)和相对相位(单位：度)。

假设参考通道为通道1，校正因子组成的向量可以表示如下：

最后介绍S3、星载相控阵发射天线根据校正因子向量调整每个发 射通道的幅度和相位。

星载相控阵发射天线接收到校正因子向量后，对相应的发射通道 进行调整。

实际应用中，原始m序列和经过移位的m序列构成的m序列码组 跟一般的扩频序列相同，都可以用于采用扩频方法的通信系统中。但 是，一般的扩频序列产生需要线性反馈移位寄存器。例如当5个发射 通道时，则需要5个线性反馈移位寄存器产生5组m序列，并且还需要 采用5组匹配滤波器，因此资源消耗很大。本发明提供的系统中，采 用移位m序列的方案中只需要1个线性反馈移位寄存器就能产生一个 原始m序列，通过4次移位得到移位后的4个m序列，组成一个m序列 码组，并且在接收端只需要1组匹配滤波器就能求出5个发射通道的校 正因子。本发明提供需要1组匹配滤波器即可与由5个线性反馈移位寄 存器产生的码组能够有相同的效果，大大节省了资源。

为体现本发明实施例提供的基于循环移位序列的星载相控阵发 射天线的校准方法的优越性，第二方面，本发明实施例还提供了一种 基于循环移位序列的星载相控阵发射天线的校准系统，如图3所示， 包括：星载相控阵发射天线和地面站，其中：

星载相控阵发射天线，用于生成校准信号发送给所述地面站，并 根据所述地面站反馈的校正因子向量调整每个发射通道的幅度和相 位；

地面站，用于根据上述校准信号生成校正因子向量并反馈给上述 星载相控阵发射天线。

可选地，上文所述的星载相控阵发射天线包括：

校准信号生成装置，用于生成校准信号；

发射通道校正装置，用于传输校准信号或者根据校正因子对发射 通道进行校正；

数模转换装置，用于将所述校准信号进行数模转换得到模拟形式 的校准信号；

发射端射频处理装置，用于将模拟的校准信号进行上变频并进行 功率放大；

相控阵发射天线，用于将上变频并功率放大后的校准信号发送至 所述接收端射频处理装置；

校正因子接收装置，用于接收来自所述校正因子发送装置的所述 校正因子向量并发送至所述发射通道校正装置。

可选地，所述地面站包括：

接收端射频处理装置，用于对所接收的信号进行解调以获取经过 空间传播后的校准信号；

采样装置，用于采样经过空间传播后的校准信号以获取数字形式 的经过空间传播后的校准信号；

校正因子生成装置，用于根据数字形式的经过空间传播后的校准 信号生成校正因子向量；

校正因子发送装置，用于将所述校正因子向量发送至校正因子接 收装置。

本发明实施例提供的基于循环移位序列的星载相控阵发射天线 的校准系统工作过程如下：

星载相控阵发射天线中校准信号生成装置根据上文所述的步骤 生成校准信号，该校准信号经过发射通道校正装置传输给数模转换装 置；该数模转换装置将校准信号进行数模转换生成模拟形式的校准信 号；发射端射频处理装置将模拟形式的校准信号进行上变频以及功率 放大后经由相控阵发射天线发送至地面站。

地面站中的接收端射频处理装置接收经过空间传播后的信号进 行解调获取校准信号；采样装置对经过空间传播后的校准信号进行采 样，从而得到数字形式的校准信号；校正因子生成装置对该数字形式 的校准信号进行处理从而生成校正因子向量并通过校正因子发送装 置传输到星载相控阵发射天线。

星载相控阵发射天线中的校正因子接收装置接收到来自地面站 的校正因子向量后发送到发射通道校正装置，由该发射通道校正装置 对每个发射通道进行校正。

综上所述，本发明实施例提供的基于循环移位序列的星载相控阵 发射天线的校准方法及系统，通过对原始m序列进行多次循环移位来 产生多个扩频码在通道数目增多的情况下，只需要一个较长的m序 列，方案简便易行，节省了码资源。实际应用中，本发明只需要使用 一对完全相同的数字匹配滤波器就能得到多个相关峰，大大减小了系 统复杂度。本发明采用解相关多用户检测来消除多址干扰。解相关运 算涉及到扩频序列互相关矩阵的求逆运算T^-1和矩阵与向量的乘法运 算T^-1P。一般的K×K矩阵求逆运算复杂度很高，复杂度为O(K³)。但 是具有码偏移的m序列码组的互相关矩阵具有特殊的矩阵的形式，其 逆矩阵的形式与原矩阵相同，而且只跟m序列的长度N有关，故可知 其运算量与一般的K×K矩阵求逆运算相比可忽略不计。一般的矩阵 (K×K)和向量(K×1)的乘法运算需要K²次复数乘法和复数加法， 而这里的矩阵乘法只需要2K次加法和2K次复数乘法,可以知道只需 要很少的运算量便能实现整个解相关过程。

虽然结合附图描述了本发明的实施方式，但是本领域技术人员可 以在不脱离本发明的精神和范围的情况下做出各种修改和变型，这样 的修改和变型均落入由所附权利要求所限定的范围之内。