一种基于T型枝节加载半波长谐振器的带通滤波器

摘要

超宽带滤波器是超宽带通信系统中的关键器件，它决定了系统的整体性能。本发明涉及一种微带超宽带带通滤波器，它基于一种新型T型枝节加载半波长谐振器，其特征为：开路传输线节31和开路传输线节39构成一个半波长谐振器，在其中间加载了一个终端开路T型结构32；终端开路T型结构32与两端短路的传输线节33进行耦合，短路通过金属化通孔34和金属化通孔35来实现；同时，在半波长谐振器的中间加载了一个终端短路T型结构36，短路通过金属化通孔37和金属化通孔38来实现。另外，通过在滤波器的输入和输出端口接入开路四分之一波长传输线节改善滤波器的频率选择性。研究表明，本发明所述超宽带带通滤波器具有优良的频率特性等优点。

说明书

技术领域

本发明属于超宽带通信技术领域，具体涉及一种基于T型枝节加载半波长谐振器的微带超宽带带通滤波器。

背景技术

在2002年，美国联邦通信委员会(FCC)将3.1GHz～10.6GHz之间的频段开放为通信领域的应用。因为其高传输速率和低传输损耗等优点，超宽带通信受到了广泛的重视并得到了迅猛的发展。作为超宽带通信系统中的关键器件，超宽带带通滤波器的性能决定了系统的整体性能。然而，设计小型化、高性能和低成本的滤波器仍是一大挑战。

发明内容

本发明的目的是为了克服现有超宽带带通滤波器的不足，提供了一种基于T型枝节加载半波长谐振器的微带超宽带带通滤波器。该滤波器具有良好的频率选择性且尺寸较小。

典型微带线的结构如图1所示，主要包括三层。第I层是金属上覆层，第II层是介质基片，第III层是金属下覆层。本发明所述的微带超宽带带通滤波器的结构如图2所示。为了实现本发明所述的微带超宽带带通滤波器，所采用的技术方案是：在微带线的金属上覆层(即第I层)刻蚀如图3所示的图案。其特征在于：开路传输线节31和开路传输线节39构成一个半波长谐振器，在其中间加载了一个终端开路T型结构32；终端开路T型结构32与两端短路的传输线节33进行耦合，短路通过金属化通孔34和金属化通孔35来实现；同时，在半波长谐振器的中间加载了一个终端短路T型结构36，短路通过金属化通孔37和金属化通孔38来实现；它们构成一个多模谐振器，称之为T型枝节加载半波长谐振器。输入馈线1通过一个渐变阻抗传输线节11，再由所连接的开路传输线节12和开路传输线节13与这个谐振器进行输入能量耦合。输出馈线2通过一个渐变阻抗传输线节21，再由所连接的开路传输线节22和开路传输线节23与这个谐振器进行能量耦合。为了改善频率选择性，在渐变阻抗传输线节11处连接了一个开路四分之一波长传输线节14，在渐变阻抗传输线节21处连接了一个开路四分之一波长传输线节24。

本发明的有益效果是：本发明的滤波器所含的基于T型枝节加载半波长谐振器是一个多模谐振器。与现有的滤波器相比，本发明的滤波器的通带具有优异的频率选择性，且具有带外抑制好、尺寸小等优点。

附图说明

图1是本发明用于加工滤波器的微带结构。

图2是本发明所述超宽带带通滤波器的结构示意图。

图3是本发明所述超宽带带通滤波器的正面视图。

图4是本发明所述的T型枝节加载半波长谐振器的结构示意图。

图5(a)是本发明所述的T型枝节加载半波长谐振器的偶模等效电路。

图5(b)是本发明所述的T型枝节加载半波长谐振器的奇模等效电路。

图6是本发明所述的T型枝节加载半波长谐振器的结构尺寸标注。

图7是改变T型枝节加载半波长谐振器的结构参数l₄对于其谐振特性的影响。

图8是改变T型枝节加载半波长谐振器的结构参数l对于其谐振特性的影响。

图9是本发明所述微带超宽带带通滤波器的结构尺寸标注。

图10是改变图9所示滤波器的结构参数l₀对于滤波器通带频率选择性的影响。

图11是本发明实施例的实物图。

图12是针对本发明实施例的S参数仿真和测试结果。

图13是针对本发明实施例的群时延仿真和测试结果。

附图标记说明：金属上覆层I，介质基片II，金属下覆层III、输入馈线1、渐变阻抗传输线节11、开路传输线节12、开路传输线节13、开路四分之一波长传输线节14、开路传输线节31、终端开路T型结构32、两端短路的传输线节33、金属化通孔34、金属化通孔35、终端短路T型结构36、金属化通孔37、金属化通孔38、开路传输线节39、开路四分之一波长传输线节24、开路传输线节23、开路传输线节22、渐变阻抗传输线节21和输出馈线2。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步的说明，但本发明的实施方式不限于此。实施例的正面如图3所示，在微带的金属上覆层I内包括如下图案：输入馈线1、渐变阻抗传输线节11、开路传输线节12、开路传输线节13、开路四分之一波长传输线节14、开路传输线节31、终端开路的T型结构32、终端短路的传输线节33、金属化通孔34、金属化通孔35、终端短路的T型结构36、金属化通孔37、金属化通孔38、开路传输线节39、开路四分之一波长传输线节24、开路传输线节23、开路传输线节22、渐变阻抗传输线节21和输出馈线2。其特征在于：开路传输线节31和开路传输线节39构成一个半波长谐振器，在其中间加载了一个终端开路的T型结构32；终端开路的T型结构32与两端短路的传输线节33进行耦合，短路通过金属化通孔34和金属化通孔35来实现；同时，在半波长谐振器的中间加载了一个终端短路的T型结构36，短路通过金属化通孔37和金属化通孔38来实现；它们构成本发明所述的T型枝节加载半波长谐振器。输入馈线1通过一个渐变阻抗传输线节11，再由所连接的开路传输线节12和开路传输线节13与这个谐振器进行输入能量耦合。输出馈线2通过一个渐变阻抗传输线节21，再由所连接的开路传输线节22和开路传输线节23与这个谐振器进行能量耦合。为了改善频率选择性，在渐变阻抗传输线节11处连接了一个开路四分之一波长传输线节14，在渐变阻抗传输线节21处连接了一个开路四分之一波长传输线节24。

为了进一步的证明本发明结构的非显而易见性，下面针对实施例进行深入分析。本发明所述滤波器基于T型枝节加载半波长谐振器，此谐振器的结构如图4所示，其特征在于：开路传输线节31和开路传输线节39构成一个半波长谐振器，在其中间加载了一个终端开路的T型结构32；终端开路的T型结构32与两端短路的传输线节33进行耦合，短路通过金属化通孔34和金属化通孔35来实现；同时，在半波长谐振器的中间加载了一个终端短路的T型结构36，短路通过金属化通孔37和金属化通孔38来实现。由于这个谐振器的结构是关于中心平面呈左右对称的，故可以采用奇偶模分析方法来分析它的谐振特性。

在偶模激励下，该谐振器的偶模等效电路如图5(a)所示，设Y_0e和Y_0o是电长度为θ的平行耦合线节的偶模导纳和奇模导纳，Y₁是电长度为θ₁的传输线节的特征导纳，Y₂是电长度为θ₂的传输线节的特征导纳，Y₃是电长度为θ₃的传输线节的特征导纳，Y₄是电长度为θ₄的传输线节的特征导纳。Y_in、Y_in1、Y_in2、Y_in3、Y_in4和Y_ine是如图所示的各个位置对应的输入导纳。由传输线理论，可以依次导出这些输入导纳的表达式。例如

Y_in＝Y₁₁+k₁Y₁₂+k₂Y₁₃(1)

其中，k₁、k₂、Y₁₁、Y₁₂、Y₁₃和Y₁₄分别定义为：

$>Y_{11}=-j\frac{1}{2}[Y_{0o}+Y_{0e}]\cot \theta ---\left(2\right)$>

$>Y_{12}=-j\frac{1}{2}[Y_{0o}+Y_{0e}]\csc \theta ---\left(3\right)$>

$>Y_{13}=-j\frac{1}{2}[Y_{0o}-Y_{0e}]\cot \theta ---\left(4\right)$>

$>Y_{14}=-j\frac{1}{2}[Y_{0o}-Y_{0e}]\csc \theta ---\left(5\right)$>

$>k_1=\frac{Y_{13}{Y}_{14}-Y_{11}{Y}_{12}}{{Y_{11}}^2-{Y_{14}}^2},k_2=\frac{Y_{12}{Y}_{14}-Y_{11}{Y}_{13}}{{Y_{11}}^2-{Y_{14}}^2}---\left(6\right)$>

然后，依次导出Y_in1、Y_in3、Y_in2和Y_in4，如下所示。

$>Y_{in1}=Y_1\frac{Y_{in}+{\mathrm{jY}}_1{\mathrm{tan\theta }}_1}{Y_1+{\mathrm{jY}}_{in}{\mathrm{tan\theta }}_1}---\left(7\right)$>

Y_in3＝-jY₃cotθ₃(8)

$>Y_{in2}=Y_2\frac{Y_{in3}+{\mathrm{jY}}_2{\mathrm{tan\theta }}_2}{Y_2+{\mathrm{jY}}_{in3}{\mathrm{tan\theta }}_2}---\left(9\right)$>

Y_in4＝Y_in1+Y_in2(10)

最终，可以导出偶模等效电路的偶模输入导纳Y_ine为

$>Y_{ine}=Y_4\frac{Y_{in4}+{\mathrm{jY}}_4{\mathrm{tan\theta }}_4}{Y_4+{\mathrm{jY}}_{in4}{\mathrm{tan\theta }}_4}---\left(11\right)$>

令Y_ine＝0，即可确定偶模谐振特性。

在奇模激励下，该谐振器的奇模等效电路如图5(b)所示。奇模等效电路的偶模输入导纳Y_ino为

Y_ino＝-jY₄cotθ₄(12)

令Y_ino＝0，即可确定奇模谐振特性。

为了结合实例深入了解该谐振器的谐振特性，采用基片RogersRT/duroid5880(相对介电常数为2.2,基片厚度为0.508mm)设计了一个实例，如图6所示，结构参数取为：l＝3.00,l₁＝2.00,l₂＝3.00,l₃＝2.32,l₄＝8.20,w＝w₀＝w₃＝0.12,w₁＝w₂＝0.30和r＝0.20。对此谐振器实例进行本征模式仿真，并与前面的奇偶模分析结果进行对比，谐振器的几个主要谐振频率的仿真值与计算值列于下表，两者吻合很好。从中可以看到，此谐振器有三个谐振频率，其中两个为偶模频率，以f_e1和f_e2来表示；还有一个为奇模频率，以f_o1来表示。因此，本发明所述的T型枝节加载半波长谐振器是一个具有三个主要谐振模式的多模谐振器。

频率(GHz)f_e1f_o1f_e2仿真值3.826.489.57计算值3.836.939.65

为了进一步了解本发明所述的谐振器的结构参数与其谐振频率之间的关系，对一些关键结构参数选择了不同的值进行了电磁仿真。图7描述了长度l₄对谐振器的谐振特性的影响。当长度l₄变长时，f_e1略微减小，而f_o1和f_e2则会明显减小。另一方面，当长度l变长时，会导致f_e2明显减小，而f_o1和f_e1几乎保持不变，如图8所示。因此，可以通过调节这些结构参数来控制该谐振器的谐振特性。

基于此谐振器，可以构造超宽带带通滤波器。因此，引入输入和输出馈线对该谐振器进行能量耦合，如图9所示。输入馈线1通过一个渐变阻抗传输线节11，再由所连接的开路传输线节12和开路传输线节13与这个谐振器进行输入能量耦合。输出馈线2通过一个渐变阻抗传输线节21，再由所连接的开路传输线节22和开路传输线节23与这个谐振器进行能量耦合。为了改善滤波器通带的频率选择性，在渐变阻抗传输线节11处连接了一个开路四分之一波长传输线节14，在渐变阻抗传输线节21处连接了一个开路四分之一波长传输线节24。加载在这些位置的开路四分之一波长传输线节可以产生一个自由移动的传输零点，用于改善滤波器的频率选择性。令开路四分之一波长传输线节的特性阻抗为Z₀，电长度为θ₀,开路四分之一波长传输线节的输入阻抗为

Z_in0＝-jZ₀cotθ₀(13)

当开路四分之一波长传输线节的长度取为l₀＝λ_g/4(其中λ_g为任一频率所对应的波导波长)，则开路四分之一波长传输线节会在该频率处产生一个传输零点，此传输零点可以被用于改善超宽带带通滤波器的频率选择性。例如，取l₀＝4.95mm，则在对应的11.0GHz产生一个传输零点。在图10中，给出了开路四分之一波长传输线节的长度取不同的值时，所产生的传输零点对于滤波器性能的影响。例如，可以选择恰当的开路四分之一波长传输线节来产生一个紧靠通带的传输零点，用于改善滤波器的频率选择性。

上述针对谐振器的谐振特性分析，可以用于确定滤波器尺寸的初始值。例如，根据奇模谐振条件(12)，可以取l₄的初始值为中心频率对应的电长度θ₄＝π/2。而两个偶模谐振频率f_e1和f_e2可以通过一些关键参数来调节，例如长度l和长度l₃。当谐振器的初始尺寸确定之后，再加入两个50Ω馈线用于能量耦合。并根据所需产生传输零点的位置由公式(13)来确定开路四分之一波长传输线节的长度。滤波器的最终尺寸通过仿真优化来确定。

为了验证上述分析，基于Rogers5880基片设计了一个超宽带带通滤波器，最终尺寸(单位：mm)为:l₀＝4.80,l₁＝2.00,l₂＝3.00,l₃＝2.32,l₄＝8.20,l＝3.00,w₁＝w₂＝0.3,w＝w₀＝w₃＝w₄＝0.12,s₀＝s₁＝s＝0.12,c₁＝2.50,c₂＝c₃＝0.15和r＝0.20。对此滤波器进行了加工测试。所加工的滤波器实物图如图11所示，整个滤波器尺寸约为0.69λ_g×0.19λ_g，其中λ_g为中心频率对应的波导波长。在图12中，给出了S参数的仿真和测试结果。测试结果表明，滤波器的3dB相对带宽约为105％，通带内的回波损耗大于10.4dB，从通带上边频至16GHz的频率范围内能够获得32dB的抑制。在通带上边沿出现了一个由开路四分之一波长传输线节产生的传输零点，极大得提高了滤波器的频率选择性，使滤波器的滚降率高达34.2dB/GHz。滤波器群时延的仿真和测试结果如图13所示，群时延在整个通带内的变化范围为0.6ns到1.0ns，相对平坦。这充分说明了本发明所述滤波器具有良好的频率特性

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。