无线光通信中基于最小二乘法的预加重和均衡方法

摘要

本发明提供了一种无线光通信中基于最小二乘法的预加重和均衡方法，属于无线光通信领域。本发明方法先将预加重电路中n个支路中的电阻和电容移除，保持输入预加重电路的正弦信号的幅值，改变输入正弦信号的频率，测试不同频率点下的输出电压幅值，获得未使用预加重电路的E/O/E响应的衰减-频率曲线；将衰减-频率曲线和预加重网络的增益-频率曲线分别归一化处理后，用最小二乘法使归一化的增益-频率曲线与归一化的衰减-频率曲线相拟合，求取n个支路中电阻和电容的值。本发明克服目前电阻电容选择盲目低效的问题，可有效、快速得到最优的电阻电容值，且得到的预加重均衡电路拥有更宽的带宽，同时在通带内更为平坦。

说明书

技术领域

本发明涉及无线光通信领域，尤其涉及到可见光通信领域的技术，具体是一种基于最小 二乘法的预加重和均衡方法。

背景技术

可见光通信(VisibleLightCommunications，VLC)技术是以可见光LED作为光源，以 光电探测器作为信号接收端，以大气为信道，将发送信号调制在LED发出的可见光上进行 通信的一种无线光通信技术。

随着固体照明的迅速发展，LED作为照明光源使用越来越广泛。与传统的白炽灯和日光 灯等光源相比，LED的使用寿命更长并且具有宽得多的调制带宽，能以更高的频率进行开关 切换，这使得以LED作为光源进行高速通信成为可能。由于调制频率非常高，人眼觉察不 到灯光的闪烁。通常，可见光通信可以作为LED的第二功能，在照明的同时完成通信。

随着对于高速通信研究的不断深入，LED带宽成为高速通信的瓶颈，普通的照明LED只 有很小的3dB带宽，这成为高速通信的瓶颈。

为了解决这一问题，很多的方案被提出来。在这些方案中，基于电阻-电容(R-C)的预加 重和(或)后均衡电路(参考文件1：HighBandwidthVisibleLightCommunicationsBasedona Post-EqualizationCircuit；HongleiLi,XiongbinChen等；PHOTONICSTECHNOLOGY LETTERS:JANUARY15,2014,VOL.26,NO.2,119-122)拥有低成本高效的特点，其中电阻 和电容的选取对于均衡效果起着至关重要的作用。然而选择最优的电阻电容组合是非常困难 的，现有只能靠不断更换元器件进行实验测量来寻找最优组合。如果选择的组合不合适的话， 即使能够扩展带宽，也会使E/O/E的频率响应平坦度变差。而不平坦的E/O/E响应会导致信 号失真并限制最大符号速率。其中E/O/E是电—光—电的简称，在光通信系统中，电信号被 调制在可见光上传输，在接收端进行光电转换，变成电信号，这样完成一次电—光—电的过 程。

发明内容

针对现有可见光预加重和(或)后均衡技术存在的问题：选择最优电阻电容时，只能靠 不断更换元器件，通过实验测量的方法来寻找最优的组合，这种方法比较盲目，费时费力； 而且虽然通信带宽被拓展，但是其通带通常不平坦，通信性能受限。本发明提供了一种基于 最小二乘法的预加重和均衡方法。

本发明提供的基于最小二乘法的预加重和均衡方法，应用于基于电阻和电容实现的预加 重电路的LED驱动电路，其中预加重电路为n阶，包括并联的n个支路，每个支路为一个电 阻和一个电容的串联电路，n为正整数；预加重电路的输入电压记为V_in；本发明的目的是获 取n个支路中电阻和电容的值，实现步骤如下：

步骤1，将预加重电路中n个支路中的电阻和电容移除，测量未使用预加重电路的E/O/E 响应的衰减-频率曲线。

步骤1.1，设置正弦电压信号的幅度和频率，频率的初始值为0Hz；

步骤1.2，给移除电阻和电容的预加重电路输入当前设置的正弦电压信号，LED发出的 光被接收端的光电检测器转换为电流信号，然后被前置放大器转换为电压信号，记录所获得 的输出电压信号的幅度；

步骤1.3，判断是否获得m个频率点上的数据，若否，维持输入的正弦电压信号的幅度 不变，以设定的频率间隔为步进值改变正弦电压信号的频率，然后继续步骤1.2；若是，计算 每个频率点上输入电压到输出电压的衰减，得到一条衰减-频率曲线。其中，m为正整数，衰 减用dB表示。

步骤1.4，设定衰减最小频率点上的衰减为0，将步骤1.3得到的衰减-频率曲线沿衰减方 向平移，得到一条归一化的衰减-频率曲线。

步骤2，用最小二乘法使预加重网络的增益-频率曲线与归一化的衰减-频率曲线相拟合， 求取n个支路中电阻和电容的值。

步骤2.1，分析基于电阻和电容实现的预加重电路的LED驱动电路，获得基于电阻和电 容实现的预加重电路的增益-频率函数，对对应的增益-频率曲线进行归一化，设定增益最小 频率点上的增益为0，将增益-频率曲线沿增益方向平移，得到一条归一化的增益-频率曲线；

步骤2.2，用最小二乘法使得归一化的增益-频率曲线与归一化的衰减-频率曲线进行拟合， 获得最优化的电阻和电容的值。

其中，最小二乘法的目标函数值S表示为如下：

$S=\underset{i}{\Sigma }{[G_N(f_i,R_1,...,R_n,C_1,...,C_n)-A_N\left(f_i\right)]}^2$

求取使得S最小的n个电阻R₁,…,R_n以及n个电容C₁,…,C_n，f_i表示第i个频率，i＝1,2,…,m； G_N是f_i的函数，表示归一化的预加重电路的增益-频率曲线；A_N表示步骤1得到的归一化的衰 减-频率曲线。

本发明的优点与积极效果在于：本发明的解决了在设计预加重和/或后均衡电路时，电阻 电容选择盲目低效的问题。通过使用最小二乘法，用归一化的增益-频率曲线来拟合归一化的 衰减-频率曲线，从而得到最优的电阻电容值。相比传统通过不断测试实验得到电阻电容值的 方法，速度更快，效率更高。相比传统方法，得到的预加重均衡电路拥有更宽的带宽同时在 通带内更为平坦。

附图说明

图1是本发明所应用的LED驱动电路和二阶预加重电路示意图；

图2是本发明实施例测量E/O/E响应的测试框架示意图；

图3是本发明实施例中测量的衰减-频率曲线示意图；

图4是本发明实施例将增益-频率曲线拟合衰减-频率曲线的示意图；

图5是本发明实施例使用预加重电路后可见光通信系统的幅频特性图；

图6是本发明实施例使用预加重电路后得到的传输眼图；(a)为100Mbps伪随机码型 传输测试下的眼图；(b)为200Mbps伪随机码型传输测试下的眼图；(c)为300Mbps伪随机 码型传输测试下的眼图；

图7是本发明实施例同时使用预加重和均衡电路的示意图；

图8是本发明实施例使用图7电路所得到的带宽被扩展后所得到的幅频特性图；

图9是本发明实施例使用图7电路得到的误码率和眼图示例。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。

本发明的目的是找到的一个高效成本低的可见光加重均衡方法，将可见光通信带宽扩展。 在扩展可见光通信带宽的同时，保证频谱通带内的平整度，提供更好的传输性能。本发明将 最小二乘法应用于预加重和(或)后均衡电路设计，求解最优电容和电阻值。

下面结合一个预加重电路的LED驱动电路来说明本发明的基于最小二乘法的预加重和 均衡方法，包括步骤1～步骤2。

如图1所示，右侧为一个LED驱动器。作为性能优良的驱动器，其输出光功率和输入电 压应该在较宽的范围内符合线性关系。而LED作为一种非线性器件，其正向电流随着正向电 压呈指数型增加，其输出的光功率只能与正向电流保持大致的线性关系。本发明实施例中， 所使用的带预加重电路的LED驱动电路包括两个级联的运算放大器A₁和A₂，第一个运算放 大器A₁用来实现预加重功能，第二个运算放大器A₂用来驱动LED。第二个运算放大器A₂工作在线性区，LED的正向电流可以表示为：

$i_{led}=\frac{V_{in1}}{R_s}---\left(1\right)$

其中i_led为LED的正向电流，V_in1是LED驱动器的输入电压，R_s是检流电阻。

本发明的预加重电路，主要是由运算放大器A₁构成的一个二阶预加重电路，根据需要也 可以设计成二阶以上。如图1的左侧所示，二阶预加重电路包括运算放大器、电阻R₁、R₂、 R_f和R_g、电容C₁和C₂，R_f、R_g和A₁组成普通的正相放大器，电阻R_f和R_g确定直流增益， 与电阻R_g并联有n个支路，每个支路上串联一个电阻和一个电容。与电阻R_g并联的电阻和 电容支路个数n代表预加重电路的阶数，n为正整数。图1中，电阻R₁和电容C₁串联，电阻 R₂和电容C₂串联，两个串联电路再与R_g并联。串联的电阻和电容与电阻R_g并联后得到阻抗 Z_g的幅度随频率降低，所以在V_in的高频成分会得到更高的增益，V_in为第一个运算放大器A₁的输入电压。

本发明实施例的目的是确定电阻R₁、R₂和电容C₁、C₂。

步骤1，去除R₁、R₂、C₁和C₂，测量电路的E/O/E响应中衰减-频率曲线。

本步骤的目的是在将预加重电路中n个支路中的电阻和电容移除后，即本发明实施例为 移除R₁、R₂、C₁和C₂的情况下，测量系统E/O/E响应中的衰减-频率曲线。

这一测试可以用函数发生器和示波器等仪表完成，也可以用矢量网络分析仪完成，本方 法以基于函数发生器和示波器等仪表的测量方法来说明本测试过程。

步骤1.1，设置输入移除电阻和电容的预加重电路的正弦电压信号的幅度和频率，频率的 初始值为0Hz。

步骤1.2，给移除电阻和电容的预加重电路输入当前设置的正弦电压信号。

如图2所示，在R₁,R₂,C₁,和C₂移除的情况下，函数发生器产生的设定频率的正弦电 压信号作为V_in输入到预加重电路。LED发出的光被接收端的光电检测器转换为电流信号， 然后被前置放大器转换为电压信号，通过示波器观察这个输出电压信号V_out，记录下当前测 试输入电压信号的频率和输出电压V_out的幅度。图2中，误码仪中图形发生器产生2³¹-1位伪 随机二进制序列(PRBS)输入V_in端，在输出端利用误码仪中检错器进行错误检测。

步骤1.3，判断是否获得m个频率点上的测试数据，m为正整数，根据需要设定，若否， 维持输入的正弦电压信号的幅度不变，以设定的频率间隔为步进值改变正弦电压信号的频率， 选择下一个频率的正弦电压信号作为V_in进行测试，新的正弦电压信号的幅度应该保持不变， 继续执行步骤1.2。若是，获得了足够多的测试数据，计算每个频率点上输入电压到输出电压 的衰减，得到一条衰减-频率曲线。衰减用dB表示。

输入信号的频率从0Hz开始，以设定频率间隔为步进值进行改变，例如频率间隔设置为 5MHz，则输入的正弦电压信号的频率依次为0Hz、5MHz、10MHz、15MHz…..5(m-1)MHz。 测量的频率点范围至少要覆盖想要的目标带宽，最后一个测量的频率值必须大于均衡的目标 频率值。

步骤1.4，设定衰减最小频率点上的衰减为0，将步骤1.3得到的衰减-频率曲线沿衰减方 向平移，得到一条归一化的衰减-频率曲线。图3是本步骤测试结果的一个示例。

步骤2，用最小二乘法使预加重网络的增益-频率曲线与步骤1得到的衰减-频率曲线相拟 合。

步骤2.1，分析预加重电路，获得预加重电路的增益-频率函数，将增益-频率曲线进行归 一化。与对衰减-频率曲线归一化类似，设定增益最小频率点上的增益为0，将增益-频率曲线 沿增益方向平移，得到一条归一化的增益-频率曲线。

本发明实施例中R-C网络、R_g、R_f和运放A₁组成的放大网络会产生随频率变化的增益， 该增益-频率函数可以通过分析电路得到，预加重网络中电容和电阻的值是该增益-频率函数 中的参数。

图1所示预加重电路的增益-频率曲线可以被表示为：

$\begin{array}{c}\frac{V_{out}}{V_{in}}=1+\frac{R_f}{Z_g}\\ Z_g=R_g\left|\right|\left(R_1+\frac{1}{{\mathrm{j\omega C}}_1}\right)\left|\right|\left(R_2+\frac{1}{{\mathrm{j\omega C}}_2}\right)\end{array}---\left(2\right)$

从公式(2)可以得出，增益除与圆周频率ω有关外，还与R₁、R₂、C₁和C₂等参数相关。 将该增益-频率曲线进行归一化处理。

步骤2.2，用最小二乘法使得归一化的增益-频率曲线与归一化的衰减-频率曲线进行拟合， 获得最优化的电阻和电容的值。

本发明提出的解决思路是，用预加重电路的增益-频率曲线来拟合第二步中所得到的衰减 -频率曲线。在这个过程中用最小二乘法来求最优化的R₁、R₂、C₁和C₂的值。根据最小二乘 法，本发明实施例增益-频率曲线与衰减-频率曲线的残差平方和可以表示为如下公式：

S＝∑_i[G_N(f_i,R₁,R₂,C₁,C₂)-A_N(f_i)]²(3)

其中f_i是频率，对应步骤二中测量的各个频点，i＝1,2,…,m。G_N是f_i的函数，是公式(2)预 测的增益的归一化表示。R₁、R₂、C₁和C₂是预加重电路中的电阻和电容值。A_N是在步骤1 中测量的衰减-频率曲线归一化后的表示。归一化后的G_N和A_N都是正的。求解最优的R₁、R₂、 C₁和C₂的值，使得S值最小。此时的R₁、R₂、C₁和C₂就是所要寻找的值。图4是使用本 方法所得到的一种拟合的效果示意图，图中Attenuation所代表的曲线为衰减-频率曲线，Gain 所代表的曲线为预加重电路的增益-频率曲线。

通过归一化处理，方便处理衰减和增益在拟合时的值。在拟合处理时，预加重网络在某 个频率点上提供的增益不需要和该频率点上的衰减正好相等，只要增益减去衰减后不随频率 变化即可。

下面测量使用本发明方法得到的电阻和电容的预加重电路的E/O/E频谱。

本发明实施例在得到了R₁、R₂、C₁和C₂的最优解后，将相应的器件焊接到电路板上， 然后测试系统的E/O/E幅频响应，就可以得到均衡后的幅频图。图5是使用本方法所得到的 一个结果示例，从图中可以看出，使用本方法进行预加重之后的幅频特性曲线相比未加预加 重情况下的幅频特性曲线，系统的E/O/E带宽被扩展了，而且通带内非常平坦。

这种方法不但可以用来设计预加重电路，也可以用来设计后均衡电路。后均衡电路与预 加重电路具有相同的拓扑结构。当预加重和后均衡电路同时存在时，也可以使用本发明方法 确定最优的电阻和电容值。

在实验中使用市售的蓝色LED，实验的传输距离为45厘米，通过一个Φ25.4毫米透镜 聚焦到一个150MHzPIN光电检测器转换为电信号，通过示波器观察波形。

测试未添加预均衡电路之前，系统E/O/E带宽很窄，在使用本发明采用的方法，计算出 预加重电路的电阻电容值后，将计算值应用到预加重电路中，使得系统的3dB带宽达到了 130MHz，同时在110MHz内的衰减只有0.4dB。结果如图5所示。

使用本发明方法设计的通信系统，在100Mbps、200Mbps和300Mbps伪随机码型传输测 试中，眼图清晰，性能优异，结果如图6所示。图6中，(a)为使用本发明得到的预加重电 路后在100Mbps伪随机码型传输测试中得到的眼图；(b)为使用本发明得到的预加重电路 后在200Mbps伪随机码型传输测试中得到的眼图；(c)为使用本发明得到的预加重电路后 在300Mbps伪随机码型传输测试中得到的眼图。

如图7所示，为本发明实施例，同时使用预加重和均衡电路的示意图。图7中，函数发 生器产生的正弦电压信号作为V_in输入到预加重电路。LED发出的光被接收端的光电检测器 转换为电流信号，然后被前置放大器转换为电压信号，转换的电压信号输入后均衡电路，通 过示波器观察后均衡电路输出的电压信号V_out。

如图8所示，同时使用预加重和均衡电路后，得到带宽被扩展后的幅频特性图。从中可 以看出，采用本发明方法所得到的电阻电容值，在应用时得到的预加重均衡电路拥有更宽的 带宽同时在通带内更为平坦。预加重和均衡网络所产生的归一化增益-频率曲线与未进行预加 重和均衡时所测得的归一化衰减-频率曲线相拟合；并且理论上预测的使用预加重和均衡网络 之后将获得的E/O/E幅频特性曲线，与实测的使用预加重和均衡网络之后将获得的E/O/E幅 频特性曲线也相差很小。

对图7进行测试，得到的误码率和眼图如图9所示。从图9可看出眼图清晰，与只使用 预加重电路相比，通信速率得到提升。