一种用于实现动态无线恒定功率充电的系统及其控制方法

摘要

本发明提供一种用于实现动态无线恒定功率充电的系统电路及其控制方法，系统包括能量发射模块、能量接收模块和恒定功率跟踪控制模块；能量发射模块用于将原边直流电源转换为高频交流电能并通过高频磁场耦合的方式发射；能量接收模块用于接收电能并供给负载；恒定功率跟踪控制模块用于根据实时采集的充电电流获得参考控制信号，并将整流端口电压调整为参考控制信号，实现恒定功率跟踪控制。本发明以副边的DC/DC变换器输出直流电流为反馈量，采用基于扰动观察法的恒定功率跟踪控制方法，扰动不控整流端直流电压，使得从原边到副边的传输电压增益始终工作在传输功率极值点对应的电压增益点上，从而实时保证系统以恒定功率传输电能，保持输出功率稳定。

说明书

技术领域

本发明属于无线电能传输技术领域，涉及用于实现动态无线恒定功率 充电的系统及其控制方法，适用于电动汽车的动态无线充电应用场合。

背景技术

近年来，无线电能传输技术(WirelessPowerTransmission，WPT)取 得了飞速发展，特别是磁耦合方式的无线输电技术。此方式通过功率收发 线圈之间的高频交变磁场耦合传递能量。磁耦合无线输电技术已经在小功 率的便携式电子设备，例如手机，心脏起搏器等，得到了成功应用。磁耦 合无线输电技术的另一个重要应用场合就是给电动汽车(ElectricVehicle， EV)无线充电。随着传输功率和效率的进一步提高，静态无线充电有可能 在不远的未来取代传统的传导式充电方式。电动汽车在推向市场的过程中 遇到动力电池瓶颈带来的一次充电行驶里程不足和充电难的问题。

为了进一步解决电动汽车动力电池瓶颈，动态无线充电方案被重新提 出。早在1970s年代，美国加州大学伯克利分校就做过RoadwayInductively poweredEV验证性项目，但是由于电力电子技术的限制没有成功。动态无 线充电方案如图2所示：设想在行车道路下铺设发射线圈链，在汽车底盘 装有接收线圈及其接收电路，车载接收线圈依次与路面下的发射线圈作用， 通过高频磁场耦合给行驶中的电动汽车不间断充电，减少对动力电池的依 赖，从而有效延长行驶里程。

动态无线充电应用场合要求WPT系统具有较宽的有效偏移范围，即保 证原副边功率线圈的互感耦合系数在一定范围内变化时，传输功率不能随 偏移距离变化而大幅度波动，而是要保持稳定传输状态。由于动态无线充 电的局域供电特性，同一时刻只有一个发射线圈与车载接收线圈相互耦合 作用，其作用时间短暂。因此在此种场合下，其充电要求应与静态无线充 电不同。静态无线充电需要实现从恒流到恒压的完整充电过程。而动态无 线充电时，车载负荷正在工作，为了保证供给负荷和留有一定储能余量并 且实现经济效益最大化，动态无线充电系统应时刻以额定传输功率工作。 原、副边电路应独立控制，副边完成对接收功率的调控，而原边电源只要 求能够快速启停并有过流过压保护，从而简化系统控制策略。因此在动态 无线充电场合需要系统具有抗偏移以及恒定功率动态跟踪的能力。

然而目前的无线充电系统主要集中在静态无线充电应用上，系统只能 在静态和原、副边通信的情况下实现功率稳定传输。当在动态无线充电场 合中功率接收线圈相对于发射线圈快速移动，有可能出现较大偏移，收发 线圈的耦合程度在快速变化。

现有无线充电系统由于其针对收发线圈相对静止情形设计，因此并不 具备对动态偏移的快速响应能力，当收发线圈耦合程度快速变化时，则无 论是控制方式还是系统本身都无法及时修正工作点，导致其工作状态会偏 离原来设定点，从而失去自动调节传输功率的能力。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种用于实现动态无线 恒定功率充电的系统，旨在解决现有技术中由于对动态偏移的快速响应能 力不足导致动态无线充电中传输功率波动的问题。

本发明提供了一种用于实现动态无线恒定功率充电的系统，包括依次 连接的能量发射模块、能量接收模块和恒定功率跟踪控制模块；所述能量 发射模块用于将原边直流电源转换为高频交流电能并通过高频磁场耦合的 方式发射；所述能量接收模块用于接收所述电能并供给负载；所述恒定功 率跟踪控制模块用于根据实时采集的充电电流获得参考控制信号V_ref，并将 整流端口电压V_d2调整为所述参考控制信号V_ref，实时跟踪到功率极值点对 应的传输电压增益点上，实现恒定功率跟踪控制。

更进一步地，能量发射模块包括依次连接的高频逆变单元、LC滤波单 元、原边补偿单元和功率发射线圈；高频逆变单元用于对外部输入的直电 压V_d1逆变为定频f₀电压方波V_ab，所述LC滤波单元用于滤除所述高频电 压方波V_ab中的谐波成分，功率发射线圈用于将经过滤波后的高频电压方波 按照高频磁场耦合的方式发射电能；原边补偿单元用于对所述功率发射线 圈的电流进行调节，减小传输功率随偏移距离的波动。

更进一步地，原边补偿单元包括第一补偿电容、第二补偿电容和第三 补偿电容；所述第一补偿电容和第三补偿电容串联连接，所述第一补偿电 容的非串联端与所述LC滤波单元的输出端连接，所述第三补偿电容的非串 联端用于连接至所述功率发射线圈的一端；所述第二补偿电容的一端与所 述第一补偿电容和第三补偿电容的串联连接端连接，所述第二补偿电容的 另一端用于连接至所述功率发射线圈的另一端。

更进一步地，所述第一补偿电容、第二补偿电容和第三补偿电容的容 值分别为C_cmi＝1/[|Z_cmi|×(2πf₀)]；电抗值分别为：$\left(\begin{array}{c}{Z}_{cm1}=[{\gamma }_1-(1+\beta )\kappa ]Z_{L1}\\ Z_{cm2}=\frac{1}{\beta }{Z}_{cm1}\\ Z_{cm3}=(\kappa -1)Z_{L1}\end{array}\right);$其中， i为补偿电容的序号，i＝1、2、3；f₀为系统工作频率；γ₁为第一补偿系数、 κ为第二补偿系数，β为补偿比例系数，Z_L1为功率发射线圈的电抗，Z_cm1为 第一补偿电容的电抗值，Z_cm2为第二补偿电容的电抗值，Z_cm3为第三补偿电 容的电抗值。

更进一步地，能量接收模块包括依次连接的功率接收线圈、副边补偿 单元，不控整流单元和DC/DC变换器；功率接收线圈用于接收所述功率发 射线圈发射的电能；副边补偿单元用于补偿功率接收线圈的漏感，使得功 率发射线圈与功率接收线圈之间只传递有功功率；所述不控整流单元用于 将接收的高频交流电整流为直流并输出；DC/DC变换器对所述不控整流单 元的输出进行功率调节后供给负载。

更进一步地，所述副边补偿单元的自由谐振频率f_res与原边逆变频率f₀相同；其中，C₂为所述副边补偿单元中谐振电容的容值； L₂为所述功率接收线圈的电感值。

更进一步地，所述恒定功率跟踪控制模块包括电流采样电路、恒定功 率跟踪控制器，直流电压采样电路，PI调压控制器和开关管驱动电路；所 述电流采样电路用于采集副边输出的充电电流当前值i_batt(k)；所述恒定 功率跟踪控制器用于对副边充电电流的采样值进行处理并输出整流电压的 参考控制信号V_ref，直流电压采样电路用于采集所述DC/DC变换器(9)的 输入端直流电压V_d2；所述PI调压控制器用于根据所述参考控制信号V_ref和所述采样值V_d2(k)获得两者之间的偏差，并根据所述偏差调控所述 DC/DC变换器(9)的占空比控制信号，并将整流端口电压V_d2调节为参考 控制信号V_ref，实时跟踪到功率极值点对应的传输电压增益点上，实现恒定 功率跟踪控制；开关管驱动电路用于根据所述占空比控制信号控制所述 DC/DC变换器(9)中开关管的通断。

本发明还提供了一种用于实现动态无线恒定功率充电的系统的控制方 法，包括下述步骤：

S1：在每个控制周期T_s的起始时刻，对DC/DC变换器输出的充电电流 i_batt的幅值进行采样，获取充电电流i_batt的当前值i_batt(k)，并保存上个控制 周期的充电电流的采样值i_batt(k-1)；并对整流电压V_d2进行采样，获取当 前整流电压采样量V_d2(k)；

S2：判断整流电压采样量V_d2(k)是否在(V_min，V_max)内，若是，则 转入步骤S3；若否，则使得整流电压V_d2的扰动步长反向，即ΔV_k+1＝-ΔV_k， 并进入到步骤S6；

其中，V_min为整流电压的设定下限值，V_max为整流电压的上限值，ΔV_k为当前控制周期的整流电压的扰动步长，一般其初始值设置为(V_max+V_min) /10，ΔV_k+1为下一个控制周期的整流电压的扰动步长；

作为本发明的一个实施例，可以根据理论计算或实验检测获得整流电 压V_d2的可调节范围，例如开环调节DC/DC变换器占空比，改变整流电压 V_d2，当V_d2减小到一定值时传输功率明显下降则此值设定为V_min，当V_d2增 加到一定值时传输功率明显下降则此值设定为V_max。

S3：判断当前控制周期的充电电流的采样值i_batt(k)是否大于上个控 制周期的充电电流的采样值i_batt(k-1)，若是，则使得整流电压的扰动步长 ΔV_k保持不变，即ΔV_k+1＝ΔV_k，并进入步骤S6；若否，则转入步骤S4；

S4：判断|i_batt(k)-i_batt(k-1)|>△I_set，若是，则将整流电压的扰动步长变为 △V_k+1＝-sign(△V_k)×△V₀/2，并进入步骤S6，若否，则转入步骤S5；

其中，△I_set为设定的电流波动阀值，其值表明在传输距离发生了剧烈变 化瞬间对应的充电电流i_batt变化量，一般取额定充电电流的1/10，ΔV₀为初 始扰动步长，设置为(V_max-V_min)/20，sign(ΔV_k)表示取ΔV_k正负符号操 作；

S5：判断|△V_k|≤△V_min，若是，则保持最小扰动步长并反向， △V_k+1＝-sign(△V_k)×△V_min；若否，则扰动步长ΔV_k减半并改变扰动方向，即ΔV_k+1＝-ΔV_k/2，并转入步骤S6；

其中，ΔV_min为最小扰动步长，一般设置为初始扰动步长ΔV₀的1/4；

S6：在控制周期T_s结束时刻，输出参考控制值V_ref＝V(k)+ΔV_k+1；返 回至步骤S1并进入下一个控制周期。

更进一步地，PI调压控制器根据所述参考控制值V_ref与整流端口直流 电压采样值V_d2之间的偏差，进行比例积分调节，控制DC/DC变换器，并 将整流端口电压V_d2调节为所述参考控制值V_ref，实时跟踪到极值功率点对 应的传输电压增益点上，实现恒定功率跟踪控制。

本发明以副边的DC/DC变换器输出直流电流为反馈量，采用基于扰动 观察法的恒定功率跟踪控制方法，扰动不控整流端直流电压，使得从原边 到副边的传输电压增益始终工作在传输功率极值点对应的电压增益点上， 从而实时保证系统以恒定功率传输电能，保持输出功率稳定。本发明省去 了原副边实时通信的要求，副边独立调控，并且保证在有效的偏移范围内 以额定功率传输，而在有效偏移范围之外，则副边自动停止接收电能，适 用于宽偏移范围的动态无线输电应用场合。

本发明具有如下优点：

(1)原副边不需要进行通信。原边电路定频工作，而只在副边完全调 控传输功率，只需要采样副边电量信息，实时跟踪功率极值点。控制方法 简单，更适用于动态无线充电场合。

在动态无线充电场合，某一个发射线圈与车载线圈作用时间短暂，并 且具有随机性，因此原副边正确配对，实时通信困难。而采用副边调控方 式完全避免了通信的要求，电动汽车实时接收系统所能传输恒定的额定功 率，提高了设备和充电道路的利用率，使得经济效益最大化。

(2)控制方法所需采样量为副边整流电压V_d2和充电电流i_batt，它们均 为直流量，检测硬件相对容易。

(3)在一定的传输偏移范围内，在不明显降低效率的情况下，能保持 输出功率基本恒定，基本不受传输偏移距离的影响。

附图说明

图1为本发明实施例提供的用于实现动态无线恒定功率充电的系统的 电路图；

图2为本发明实施例提供的电动汽车动态无线充电方案示意图；

图3为本发明实施例提供的在不同补偿系数γ₁下原边T型补偿网络的 功率传输因子g(γ₁,x)随自变量x的变化曲线；

图4为本发明实施例提供的不同耦合系数k下，传输功率随整流端口 电压V_d2的变化曲线；

图5为本发明实施例提供的恒定功率跟踪控制方法实现流程图；

图6为本发明实施例提供的副边电路拓扑结构图；

图7为仿真设定的耦合系数k变化曲线示意图；

图8为整流电压V_d2扰动过程示意图；

图9为电池充电电流i_batt波形示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图 及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体 实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明考虑了动态无线充电应用场合的特殊需求，对现有无线充电系 统和控制方法做了进一步改进，使其满足动态无线充电的恒功率要求以及 较强的抗偏移能力。具体地，本发明针对动态无线恒功率充电要求，提出 了一种用于实现动态无线恒定功率充电的系统及其控制方法，可以提高系 统的抗偏移能力和动态响应能力，将现有静止式无线充电系统推广到电动 汽车动态无线充电应用场合。

图1示出了本发明实施例提供的用于实现动态无线恒定功率充电的系 统的电路结构，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详 述如下：

用于实现动态无线恒定功率充电的系统采用磁耦合式无线输电技术， 包括高频逆变单元2、LC滤波单元3、原边补偿单元4、功率发射线圈5、 功率接收线圈6、副边补偿单元7、不控整流单元8，DC/DC变换器9和恒 定功率跟踪控制模块10；高频逆变单元2的输入端用于连接直流电源1， 用于将直流电源1提供的稳定的直电压V_d1逆变为定频f₀电压方波V_ab；LC 滤波单元3连接在逆变桥输出a端口与原边补偿单元4之间；原边补偿单 元4的输出端连接至原边的发射功率线圈5；副边补偿单元7的输出端连接 至不控整流单元8的输入端，不控整流单元8的输出端用于连接DC/DC变 换器9的输入端；DC/DC变换器9的输出端用于连接电池负载11；恒定 功率跟踪控制模块10的输入端连接至DC/DC变换器9的输出电流i_batt反馈 端和输入直流电压V_d2反馈端，恒定功率跟踪控制模块10的输出端连接至 DC/DC变换器单元9的控制端；恒定功率跟踪控制模块10用于根据实时采 集的充电电流获得参考控制信号，并将整流端口电压调整为参考控制信号， 实现恒定功率跟踪控制。

其中，LC滤波单元3包括串联连接的电感L_f和电容C_f；其中LC滤 波单元3的串联谐振频率点即为原边逆变频率f₀，即满足C_fL_f＝1/(2πf₀)²， 则LC滤波单元3的阻抗近似为零，不改变原边补偿单元4的功率调节特性。 LC滤波单元3用于滤除高频电压方波的谐波成分，减小谐波对系统的影响。

原边补偿单元4包括由依次串并联的第一补偿元件Z_cm1、第二补偿元 件Z_cm2和第三补偿元件Z_cm3形成的T型结构；其功能是根据收发功率线圈 的互感耦合情况自动地调节发射线圈电流，平缓传输功率随偏移距离的波 动。当耦合距离增加，互感耦合系数k减小时，原边T型补偿单元4则会 根据映射阻抗的变化趋势自动增大流进发射功率线圈的电流，从而避免了 传输功率随耦合距离增加而急剧下降的问题。

功率发射线圈5与功率接收线圈6通过高频磁场耦合，电能从原边传 递到副边。

副边补偿单元7包括副边谐振电容C₂，与功率接收线圈6串联连接， 其自由谐振频率与原边逆变频率f₀保持相同。

其中，DC/DC变换器9可以是Buck、Boost、BuckBoost等传统电力 电子DC/DC变换拓扑，不限于所提变换器种类，主要功能为调节输入端电 压V_d2，从而调节从原边输入到副边整流输出直流电压增益G_V＝V_d2/V_d1，实 现传输功率的调控。需要注意的是本发明所述DC/DC变换器不限于上述所 提DC/DC变换拓扑，只要起到调压作用的DC/DC变换拓扑均可适用。

其中，恒定功率跟踪控制模块10包括依次连接的电流采样电路、恒定 功率跟踪控制器，直流电压采样电路，PI调压控制器和开关管驱动电路； 电流采样电路用于采集副边输出充电电流当前值i_batt(k)；恒定功率跟踪 控制器用于对原边电流的采样值进行处理并输出整流电压的参考控制信号 V_ref，直流电压采样电路用于对DC/DC变换器单元的输入端直流电压V_d2采 样；PI调压控制器用于比较参考控制信号V_ref和采样值V_d2(k)的偏差并调 控DC/DC变换器的占空比信号，从而调控整流端口电压V_d2为所给定控制 参考值V_ref，实时跟踪到功率极值点对应的传输电压增益点上，实现恒定功 率跟踪控制。开关管驱动电路用于根据占空比控制信号控制开关管通断。

本发明实施例提供的原边补偿单元4具有抗偏移能力；具有如下几个 特点：(1)T型补偿网络单元4由三个谐振补偿元件Z_cm1、Z_cm2、Z_cm3组成。 补偿元件均为具有高Q值，高频低损耗特点的电抗元件。(2)三个补偿元 件的连接方式为串并串—T型：第三补偿元件Z_cm3与原边发射线圈L₁串联 构成一条串联支路，第二补偿元件Z_cm2与由Z_cm3、L₁组成的支路并联，其 一端连接在第三补偿元件Z_cm3的02端，其另一端连接在原边发射线圈L₁的04端；第一补偿元件Z_cm1与由Z_cm2、Z_cm3、L₁组成的支路串联，其一端 与由L_f、C_f串联所构成的LC滤波单元3的01端相连接，另一端02为三个 补偿元件Z_cm1、Z_cm2、Z_cm3的共同节点。(3)在逆变桥输出a端口与T型补 偿拓扑单元4之间加入由L_f、C_f串联所构成的LC滤波单元3。L_f和C_f均为 高Q值电抗元件，其串联谐振频率点即为逆变频率f₀，即满足 C_fL_f＝1/(2πf₀)²，则串联滤波单元的阻抗近似为零，不改变补偿网络的功率 调节特性。

通过对三元件补偿元件Z_cm1、Z_cm2、Z_cm3参数的优化设计，T型补偿拓 扑可根据收发线圈的互感耦合程度自动地调节原边功率线圈电流，从而获 得保持稳定输出功率的特性。基于T型补偿拓扑的WPT系统电路如图1所 示。副边对原边的影响用映射阻抗Z_r表示之，当互感耦合系数k变化时， 其Z_r随之变化。在不考虑电路寄生损耗的理想情况下，映射阻抗Z_r所获取 的有功功率即为系统的传输功率，也代表负载上所获取功率。假设原、副 边功率线圈的电抗分别表述为Z_L1＝jωL₁、Z_L2＝jωL₂，Z₂＝jωL₂+1/(jωC₂)+R_ac为副边电路总阻抗，则副边映射到原边的等效映射阻抗为Z_r＝(ωM)²/Z₂，其 中为原副边功率线圈互感值。直流负载R_d2等效到不控整流单元 8的交流cd端口的等效交流负载为则副边带载品质因子 表述为Q_load＝|Z_L2|/R_ac。原边T型补偿拓扑的三个补偿电容电抗分别表述为 Z_cm1、Z_cm2、Z_cm3，三个补偿元件提供了三个调节自由度，分别定义补偿比 例系数β，第一补偿系数γ₁，第二补偿系数κ如下：$\left(\begin{array}{c}\beta =Z_{cm1}/Z_{cm2}\\ {\gamma }_1=[Z_{cm1}+Z_{L1}(1+\beta )]/Z_{L1}\\ \kappa =(Z_{L1}+Z_{cm3})/Z_{L1}\end{array}\right).$其中，补偿比例系数β表示第一补偿元件Z_cm1与第二补偿元件Z_cm2的比例系 数；第一补偿系数γ₁表示补偿网络的功率传输特性，决定了传输功率随功率 线圈的耦合程度的变化趋势；第二补偿系数κ表示含Z_L1支路的补偿程度。

定义自变量x＝|1+β|k²Q_load，其中k为收发功率线圈的互感耦合系数， Q_load为副边带载品质因子。自变量x包含了互感耦合系数k以及负载Q_load变化对映射阻抗Z_r的影响。由于传输偏移距离的变化表现为互感耦合系数 k的波动，故讨论自变量x对传输功率的影响可用来建立传输功率随偏移距 离变化的理论模型。

忽略电路的寄生损耗，由电路理论模型，容易得到传输功率为：

$\left(\begin{array}{c}{P}_{tran}={\left|\frac{V_{ab}}{Z_{cm1}+(Z_{L1}+Z_r)(1+\beta )}\right|}^2\mathrm{Re}\left(Z_r\right)=\frac{1}{\left|1+\beta \right|}\frac{{\left|V_{ab}\right|}^2}{\left|Z_{L1}\right|}g({\gamma }_1,x)\\ g({\gamma }_1,x)=1/\left(\frac{{{\gamma }_1}^2}{x}+x\right)\end{array}\right);$其中g(γ₁,x)定义为功 率传输因子，描述传输功率P_tran随自变量x＝|1+β|k²Q_load的变换趋势，图3即 为在设定不同补偿系数γ₁的情况下传输因子g(γ₁,x)随自变量x的变化曲线。 从图3中可看出，其特征为：g(γ₁,x)在x_opt＝γ₁此一点存在极大值g_max＝1/(2γ₁)， 并且在此极大值附近变化较为平坦，因此本发明所述的原边T型补偿网络 具有抗偏移特性即是利用了这一传输特点，选定原边T型拓扑对应传输因 子g(γ₁,x)的极值点在设定互感耦合系数k附近，从而保证传输功率在k值有 效范围内变化时保持稳定输出。

本发明中恒定功率跟踪控制方法即是基于原边补偿单元的功率传输特 性：系统传输功率随电压增益G_V变化曲线存在极值点，且极值大小不变， 表现出恒功率特性。其理论基础简述如下。假设DC-DC变换器的电压变比 为m即V_batt＝mV_d2。

(1)由于电池端电压V_Batt基本不变，则DC-DC变换器前端电压(也就 是整流电压)V_d2取决于变比m；V_d2＝V_Batt/m

(2)从原边直流V_d1到副边整流V_d2的电压增益G_V已知，也取决于变 比m。G_V＝V_d2/V_d1＝(V_Batt/m)/V_d1

(3)电池负载等效电阻取决于充电电流大小i_Batt，则有R_Batt＝V_Batt/i_Batt

(4)从整流桥向DC-DC变换器从方向看过去的等效负载R_d2则取决于 充电电流i_Batt(电池等效电阻R_Batt)和电压变比m。R_d2＝R_Batt/m²

(4)传输电压增益G_V＝V_d2/V_d1则取决于等效交流负载

$G_V=\sqrt{\frac{1}{|1+\beta |}\frac{R_{ac}}{\left|Z_{L1}\right|}g({\gamma }_1,x)}=\sqrt{\frac{1}{\alpha }\frac{1}{\frac{{{\gamma }_1}^2}{k^2}+{\left(\right|1+\beta \left|Q_{load}\right)}^2{k}^2}}$

其中α＝Z_L1/Z_L2为收发线圈阻抗之比。充电电流i_batt为未知量，存在等效 交流负载R_ac(或Q_load＝|Z_L2|/R_ac)，使得电压增益G_V为设定值，由上式可求 得带载品质因子Q_load；$Q_{load}=\frac{R_{ac}}{\left|Z_{L2}\right|}=\sqrt{\frac{|1+\beta {|}^2{k}^2}{\frac{1}{\alpha }{G_V}^2-\frac{{{\gamma }_1}^2}{k^2}}}$

则确定等效电池负载电阻为：

$R_{Batt}=m^2{R}_{d2}=\frac{m^2}{{(2\sqrt{2}/\pi )}^2}{R}_{ac}=\frac{m^2}{{(2\sqrt{2}/\pi )}^2}\left|Z_{L2}\right|\sqrt{\frac{|1+\beta {|}^2{k}^2}{\frac{1}{\alpha }{G_V}^2-\frac{{{\gamma }_1}^{\prime 2}}{k^2}}}$

由此决定充电电流$i_{Batt}=\frac{V_{Batt}}{R_{Batt}}=\frac{V_{Batt}}{\left|Z_{L2}\right|\frac{m^2}{{(2\sqrt{2}/\pi )}^2}\sqrt{\frac{|1+\beta {|}^2{k}^2}{\frac{1}{\alpha }{G_V}^2-\frac{{{\gamma }_1}^2}{k^2}}}}$

由于电池端电压V_Batt基本不变，因此传输功率P_tran曲线与充电电流i_batt同比例。所述理论模型将在下面结合具体实施例作进一步阐述。

本发明中用于动态无线充电的恒定功率跟踪控制方法主要思路则是扰 动整流直流电压V_d2，即扰动电压增益G_V，在当前耦合系数k下快速搜寻极 值点功率对应的G_V，使得系统时刻以极值点功率传输能量，从而在k波动 情况下任然保持传输功率为稳定的额定值。其具体算法包括下述步骤：

S1：在每个控制周期T_s起始时刻，对DC/DC变换器输出充电电流i_batt的幅值进行采样，获取充电电流i_batt的当前值i_batt(k)，并保存上个控制周 期的充电电流的采样值i_batt(k-1)；同样对整流电压采样V_d2，获取当前采 样量V_d2(k)

S2：判断整流电压采样量V_d2(k)是否在(V_min，V_max)内，若是，则 转入步骤S3；若否，则整流电压V_d2的扰动步长反向，即ΔV_k+1＝-ΔV_k，并 进入到步骤S6；

其中，V_min为整流电压的设定下限值，V_max为整流电压的上限值，一般 根据理论计算或实验检测处整流电压V_d2的可调节范围，例如开环调节 DC/DC变换器占空比，改变整流电压V_d2，当V_d2减小到一定值时传输功率 明显下降则此值设定为V_min，当V_d2增加到一定值时传输功率明显下降则此 值设定为V_max。ΔV_k为本次控制周期的整流电压的扰动步长，一般其初始值 设置为(V_max+V_min)/10，ΔV_k+1为下次控制周期的整流电压的扰动步长；

S3：判断当前控制周期的充电电流的采样值i_batt(k)是否大于上个控 制周期的充电电流的采样值i_batt(k-1)，若是，则整流电压的扰动步长ΔV_k保持不变，即ΔV_k+1＝ΔV_k，并进入步骤S6；若否，则转入步骤S4；

S4：判断|i_batt(k)-i_batt(k-1)|>△I_set，若是，则将整流电压的扰动步长变为 △V_k+1＝-sign(△V_k)×△V₀/2，并进入步骤S6，若否，则转入步骤S5；

其中，△I_set为设定的电流波动阀值，其值表明在传输距离发生了剧烈变 化瞬间对应的充电电流i_batt变化量，一般取额定充电电流的1/10，ΔV₀为初 始扰动步长，设置为(V_max-V_min)/20，sign(ΔV_k)表示取ΔV_k正负符号操 作；

S5：判断|△V_k|≤△V_min，若是，则保持最小扰动步长并反向， △V_k+1＝-sign(△V_k)×△V_min；若否，则扰动步长ΔV_k减半并改变扰动方向，即ΔV_k+1＝-ΔV_k/2，并转入步骤S6；

其中，ΔV_min为最小扰动步长，一般设置为初始扰动步长ΔV₀的1/4；

S6：在控制周期T_s结束时刻，输出控制参考值V_ref＝V(k)+ΔV_k+1，送 给PI调压控制器；返回至步骤S1并进入下一个控制周期。

S7：所述PI调压控制器根据前面恒功率跟踪控制步骤给定的参考控制 值V_ref和整流端口直流电压采样值V_d2的偏差，进行比例积分调节，控制 DC/DC变换器，从而调控整流端口电压V_d2为所给定参考控制值V_ref，实时 跟踪到极值功率点对应的传输电压增益点上。

本发明中原边抗偏移T型补偿拓扑使得系统的传输功率随电压增益变 化曲线具有极值点特性，并且此极值点功率值不随耦合情况变化而变化。 本发明以副边DC/DC变换器输出的直流电流i_batt为反馈量，采用基于扰动 观察法的恒定功率跟踪控制方法，自动调节不控整流端直流电压V_d2，使得 从原边到副边的传输电压增益G_V始终工作在传输功率极值点对应的电压增 益点上，从而实时保证系统以恒定的额定功率传输电能，保持输出功率稳 定。由于控制过程不需要原副边实时通信，原副边做到正真分离；采样直 流电流和直流电压的检测硬件相对容易，控制方法简单。本发明还降低了 WPT系统适应动态环境的调控难度，不需要加入其它探测装置，保证在有 效的偏移范围内以恒定功率传输，而在有效偏移范围之外，则副边自动停 止接收电能，适用于宽偏移范围的动态无线输电应用场合。

与现有的无线充电电路及其控制方法相比，本发明有如下优点：

(1)原副边不需要进行通信。原边电路定频工作，而只在副边完全调 控传输功率，只需要采样副边电量信息，实时跟踪功率极值点。控制方法 简单，更适用于动态无线充电场合。

在动态无线充电场合，某一个发射线圈与车载线圈作用时间短暂，并 且具有随机性，因此原副边正确配对，实时通信困难。而采用副边调控方 式完全避免了通信的要求，电动汽车实时接收系统所能传输恒定的额定功 率，提高了设备利用率，使得经济效益最大化。

(2)控制方法所需采样量为副边整流电压V_d2和充电电流i_batt，它们均 为直流量，检测硬件相对容易。

(3)在一定的传输偏移范围内，在不明显降低效率的情况下，能保持 输出功率基本恒定，基本不受传输偏移距离的影响。

这一点充分利用了原边所采用抗偏移的T型补偿网络的功率传输特性。 虽然极值点功率对应的电压增益点会随着传输距离即互感耦合系数k变化 而变化，但是在功率极值点上，传输功率总是保持恒定。

本发明针对现有无线输电技术的不足之处，提出了一种不需要原、副 边通信，而是基于副边调控的动态无线恒等功率充电的控制方法和系统电 路，解决现有无线输电电路中传输功率容易随偏移距离变化而剧烈波动的 问题，适用于电动汽车动态无线充电场合。

本发明所基于的系统电路采用磁耦合式无线输电技术，主要包括直流 电源、高频逆变单元、LC滤波单元、原边T型补偿单元、功率发射线圈、 功率接收线圈、副边补偿单元，不控整流单元、DC/DC变换器，功率控制 器单元和电池负载。高频逆变单元产生激励整个电路的高频电压方波，其 频率即为电路工作频率f₀。通过功率收发线圈的高频耦合磁场，电能从原边 无线传递到副边。当系统电路采用原边抗偏移T型补偿拓扑、副边串联完 全补偿拓扑，其功率传输特性表现为：当调节电压增益G_V时，传输功率出 现单个峰值点，并且不同耦合系数k下，峰值点对应的电压增益G_V不同， 但是极值点传输功率基本保持不变，如图4所示。如果将WPT系统的电压 增益G_V跟踪到极值点上，则传输功率不随耦合系数k变化，而是保持不变， 具有抗偏移能力。因此本发明实施例提供的恒定功率跟踪控制方法即利用 此传输功率极值点特性，采用DC/DC变换器输出电流i_batt作为判断条件， 将电压增益G_V实时锁定在极值功率点上，从而实现恒定传输功率跟踪。

本发明实施例提供的动态无线恒功率充电的控制方法，包括如下具体 步骤：

(1)预先设定时间步长T_s即控制周期，初始扰动步长ΔV₀，最小扰动 步长ΔV_min，调压限定范围(V_min，V_max)，初始整流电压V_d2＝V₀。

其中初始扰动步长ΔV₀一般取较大值，例如V_batt的1/5，使得开始的扰 动速度较快，电路可以更快跟踪到极值功率点；最小扰动步长ΔV_min则小于 ΔV₀，例如V_batt的1/20，保证在搜寻到极值功率点后，整流电压V_d2在小范 围内波动，输出电流i_batt亦在小范围波动。

其中调压限定范围(V_min，V_max)应包含设定的耦合系数k有效变化范 围(k_min，k_max)内的所有理论极值功率点。当电路硬件设计完毕时，可以 从理论估算或者实验扰动测试上获取最大和最小整流电压值。初始整流电 压V_d2＝V₀选定在(V_min，V_max)之间任意一个点，一般设定V₀＝(V_max+V_min) /2，启动WPT系统电路，一段时间后进入稳态；

(2)在每个控制周期T_s起始时刻，对DC/DC变换器输出电流i_batt采 样，获取电流i_batt当前值i_batt(k)，同时保存上个控制周期的电流采样值i_batt(k-1)；

(3)判断整流电压V_d2(k)是否在(V_min，V_max)内。如果电压V_d2不 在(V_min，V_max)范围内，则扰动步长反向，即ΔV_k+1＝-ΔV_k，并进入到步骤 (7)。若V_min<V_d2(k)<V_max，则进入下一步骤。

(4)判断充电电流i_batt变化趋势。当i_batt(k)>i_batt(k-1)时，则扰 动步长ΔV_k保持不变，即ΔV_k+1＝ΔV_k，并进入步骤(7)；当i_batt(k)<I_batt(k-1)时，则进入下一步骤。

(5)进一步判断充电电流i_batt有无剧烈波动。如果 |i_batt(k)-i_batt(k-1)|>△I_set，则说明传输距离发生了剧烈变化，这时将扰动步长 调节为：△V_k+1＝-sign(△V_k)×△V₀，并进入步骤(7)，此操作用以在传输距离 突变时加快极值功率点搜寻速度，减小搜寻时间。其中△I_set为设定的电流波 动阀值，一般取额定充电电流的1/10，sign(ΔV_k)表示取ΔV_k正负符号操 作。如果|i_batt(k)-i_batt(k-1)|≤△I_set，则说明电流i_batt无剧烈波动，无需增大调压 步长幅度。则进入到下一步骤。

(6)此时进一步判断扰动步长幅度是否足够小，如果|△V_k|≤△V_min，说 明调压步长幅值已经减小到最小值，保持最小扰动步长并反向， △V_k+1＝-sign(△V_k)×△V_min；否则扰动步长ΔV_k减半并改变扰动方向，即ΔV_k+1＝-ΔV_k/2。并进入步骤(7)；

(7)在控制周期T_s结束时刻，调节整流V_d2(k+1)＝V(k)+ΔV_k+1； 返回至步骤(2)并进入下一个控制周期；

(8)前面恒定功率跟踪控制方法得到整流电压的控制参考值V_ref，电 压采样电路得到整流电压实时值V_d2。则PI调压控制器根据给定控制参考值 V_ref和V_d2采样值的偏差，进行比例积分调节，调控DC/DC变换器的开关管 驱动信号，从而调控整流端口电压V_d2为所给定控制参考值V_ref，实时跟踪 到极值功率点对应的传输电压增益点上。

为进一步说明本发明的恒功率跟踪控制机理，下面举例给出电路典型 具体参数。假设功率线圈的基本参数为：发射线圈电感为L₁＝87uH，接收 线圈电感为L₂＝63uH，耦合系数k的有效范围为(0.1,0.2)。系统输入直流 电压V_d1为200Vdc，电池负载端电压为V_batt＝80Vdc。系统传输功率额定值 设定为500W。设定原边逆变频率f₀＝200kHz。原边T型补偿网络参数为： Z_cm1为35nF电容，Z_cm2为11nF电容，Z_cm3为10.7nF电容，副边串联补偿 电容为C₂＝10.12nF。则在不同耦合系数k下传输功率随整流电压V_d2(也就 是电压增益G_V＝V_d2/V_d1)变化趋势如图4所示。从图中可看出，不同k下功 率极值点对应的整流电压V_d2不同，但是极值点功率值在任何k下都是恒定， 只要DC/DC变换器将V_d2调节到相应k对应的功率极值点上，则传输功率 将保持恒定不变，从而在动态过程中实现功率稳定传输。另外设定V_d2跟踪 范围为(60V，120V)，则当耦合系数k在设定有效范围内时，则能实时跟 踪到功率极值点上，实现恒定功率传输，如果k小于设定范围，系统不会 跟踪到功率极值点，则副边自动停止接收功率，避免耦合系数k过小导致 系统工作在较低传输效率状态。

在实施例中DC/DC变换器采用如图6所示的BuckBoost变换器，D为 开关管占空比，则变换器电压变比m＝D/(1-D)。由于电池负载端电压V_batt几乎不变，则调节开关管占空比D即可调节整流电压V_d2。

基本控制方法如流程图5所示。在第k时刻，对充电电流i_batt幅值采样 得i_batt(k)，比较i_batt(k)与上一时刻的i_batt(k-1)的大小。当i_batt电流 增大，则保持整流电压V_d2变化方向不变；当i_batt减小，则说明搜寻到一次 极值点位置，则减小整流电压的扰动步长ΔV，并改变扰动方向，直到步长 幅值|ΔV|减小到最小扰动步长ΔV_min，在小范围内抖动，从而降低输出电流 的波动，使得电路时刻跟踪到功率极值点对应的电压增益G_V点附近摆动。

结合实施例的仿真波形(图7，8，9)说明本方法的基本控制过程如下：

图7为设定的耦合系数k随时间变化的波形，在t＝0-150ms时间段设置 k＝0.18，在t＝150ms时刻耦合系数k则跳变为较小值0.12，在t＝250ms时刻 耦合系数k则跳变回原来值0.18。

图8为整流电压V_d2随时间变化波形，起始时刻，电压扰动步长最大为 ΔV＝25V，当搜寻到充电电流i_batt第一个拐点后，电压扰动方向改变步长减 半，直至三次搜寻到拐点，步长减小至最小扰动步长ΔV_min，则寻找到输出 功率极值点对应的电压增益G_V点。当t＝150ms时，充电电流突变，控制器 重新以最大步长ΔV＝20V扰动整流电压V_d2，开始重新搜寻极值功率点，同 样经过多次搜寻拐点，寻找到新的极值功率点。在当t＝250ms时，充电电 流再次突变，恒定功率跟踪过程再次开启，最后寻找到极值功率点。

图9为充电电流i_batt随时间变化波形，对照图7和图9，说明只要k在 有效范围内，无论k取何值，通过恒定功率跟踪控制方法，总会搜寻到极 值功率点，使得系统以额定的功率传输并稳定不变。因此本发明控制方法 在传输距离变化情况下，能保证传输功率稳定输出，适合于电动汽车动态 无线充电场合。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已， 并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等 同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。