输出电压相位自同步的LCLC-T谐振型高频逆变器

摘要

本发明公开了一种输出电压相位自同步的LCLC-T谐振型高频逆变器，包括依次连接的半桥单元X、反向串联开关管单元Y和LCLC-T谐振网络单元Z；半桥单元X包括第一电解电容C

说明书

技术领域

本发明涉及高频交流配电(HFACPDS)领域，特别涉及一种输出电压相位 自同步的LCLC-T谐振型高频逆变器。

背景技术

高频交流配电(HFACPDS)方式与直流配电(DCPDS)方式相比，具有 电压转换方便、功率变换级数少、功率密度高和效率高等优点，既可应用于小 功率、短距离传输的计算机和通信系统，又可应用于中等功率、长距离传输的 电动汽车和微电网领域。高频谐振逆变器将电池、太阳能板等直流电源设备产 生的直流电转换成高频交流电，馈送至高频交流母线(HFACBUS)。随着用电 功率等级的不断扩大以及可靠性、冗余性要求的不断提高，多组逆变器并联使 用的要求越来越突出。逆变器并联要求各组变换器的输出电压相位和幅值都要 一致，否则会在电路中产生环流，严重影响电路工作。目前，常采用的移相全 桥逆变器，由于调制策略的缺陷，导致输出高频交流电压的相位和幅值耦合在 一起，无法实现对相位和幅值的解耦控制，给多组逆变器并联操作带来不便。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提出一种输出电压相位自 同步的LCLC-T谐振型高频逆变器，该LCLC-T谐振型高频逆变器适用于高频 交流配电领域，具体可以应用于将电池、太阳能板等直流电源设备的直流电转 成高频交流电，在多组逆变器并联使用的场合，输出电压的幅值和相位解耦， 实现各组逆变器输出电压相位自同步。

本发明的目的通过以下技术方案实现：一种输出电压相位自同步的LCLC-T 谐振型高频逆变器，包括：半桥单元X、反向串联开关管单元Y及LCLC-T谐振 网络单元Z；所述半桥单元X包括第一电解电容C_f1、第二电解电容C_f2、第一谐 振电容C₁、第二谐振电容C₂、第一二极管VD₁、第二二极管VD₂、第一开关管 S₁和第二开关管S₂；所述第一电解电容C_f1和第二电解电容C_f2的电容值相等； 所述第一电解电容C_f1的负极与第二电解电容C_f2的正极相连，所述第一开关管 S₁的漏极、第一二极管VD₁的阴极和第一谐振电容C₁的一端均与第一电解电容 C_f1的正极相连接；所述第一开关管S₁的源极、第一二极管VD₁的阳极和第一谐 振电容C₁的另一端均与第二开关管S₂的漏极相连接；第二二极管VD₂的阴极和 第二谐振电容C₂的一端均与第二开关管S₂的漏极相连接；所述第二开关管S₂的源极、第二二极管VD₂的阳极和第二谐振电容C₂的另一端均与第二电解电容 C_f2的负极相连接；所述反向串联开关管单元Y包括第三谐振电容C₃、第四谐振 电容C₄、第三二极管VD₃、第四二极管VD₄、第三开关管S₃和第四开关管S₄； 所述第三开关管S₃的源极、第三二极管VD₃的阳极、第三谐振电容C₃的一端、 第四二极管VD₄的阳极和第四谐振电容C₄的一端均与第四开关管S₄的源极相连 接；所述第一谐振电容C₁、第二谐振电容C₂、第三谐振电容C₃和第四谐振电容 C₄的值相等；所述LCLC-T谐振网络单元Z包括串联谐振电感L_s、串联谐振电 容C_s、并联谐振电感L_p和并联谐振电容C_p；所述串联谐振电感L_s的一端与串联 谐振电容C_s的一端相连接；所述并联谐振电感L_p的一端和并联谐振电容C_p的 一端均与串联谐振电容C_s的另一端相连接；所述反向串联开关管单元Y中第三 谐振电容C₃的另一端、第三二极管VD₃的阴极和第三开关管S₃的漏极、LCLC-T 谐振网络单元Z中串联谐振电感L_s的另一端均与半桥单元X中第一电解电容C_f1的负极相连接；所述反向串联开关管单元Y中第四谐振电容C₄的另一端、第四 二极管VD₄的阴极和第四开关管S₄的漏极、LCLC-T谐振网络单元Z中并联谐 振电感L_p的另一端和并联谐振电容C_p的另一端均与半桥单元X中第一开关管 S₁的源极相连接；所述LCLC-T谐振网络单元Z在电路工作角频率下呈现感性， 以实现软开关；所述第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关 管S₄的第一驱动信号G₁、第二驱动信号G₂、第三驱动信号G₃、第四驱动信号 G₄由三角载波Tri与直流电压V_ref比较获得；所述第一开关管S₁、第二开关管S₂在三角载波Tri大于直流电压V_ref时，交替导通；所述第三开关管S₃在第一开关 管S₁导通的过程中，从三角波Tri到达峰值时刻开始导通，在第二开关管S₂导 通时关断；所述第四开关管S₄在第二开关管S₂导通的过程中，从三角波Tri到 达峰值时刻开始导通，在第一开关管S₁导通时关断；一个工作周期可以分为以 下6个阶段：

阶段I：第四开关管S₄关断，第一开关管S₁导通，开关管网络输出电压U_AB等于输入直流电压值V_2in的1/2。

阶段II：第一开关管S₁导通过程中，第三开关管S₃开通，开关管网络输出 电压值U_AB等于输入直流电压值V_2in的1/2，且谐振电流i大于0,并逐渐增加。

阶段III：第一开关管S₁关断，第一谐振电容C₁充电，第二谐振电容C₂和 第四谐振电容C₄放电，至第一开关管S₁的源极和第二开关管S₂的漏极的交汇点 A电位变成输入直流电压值V_2in的1/2时开关管网络输出电压值U_AB等于0，由 于此时第三开关管S₃开通，故电流从反向串联开关管单元Y流过，方向为从上 到下。

阶段IV：第三开关管S₃关断，第二开关管S₂开通，开关管网络输出电压值 U_AB等于负的输入直流电压值V_2in的1/2。

阶段V：第二开关管S₂导通过程中，第四开关管S₄开通，开关管网络输出 电压值U_AB等于负的输入直流电压值V_2in的1/2，且谐振电流i小于0并逐渐变 大。

阶段VI：第二开关管S₂关断，第二谐振电容C₂充电，第一谐振电容C₁和 第三谐振电容C₃放电，所述第一开关管S₁的源极和第二开关管S₂的漏极的交汇 点A电位变成输入直流电压值V_2in的1/2时有开关管网络输出电压值U_AB等于0， 由于此时第四开关管S₄开通，故电流从反向串联开关管单元Y流过，方向为从 下到上。之后重复以上6个阶段。

所述三角波频率为2ω₁，对开关管网络输出电压值U_AB进行傅里叶分解可得：

$U_{AB}=\underset{n=1,3,5...}{\overset{\infty }{\Sigma }}\frac{4V_{in}}{n\pi }·sin\left(\frac{n\alpha }{2}\right)·cos\left({\mathrm{n\omega }}_{1}t\right),$

所述输出电压相位自同步的LCLC-T谐振型高频逆变器，可以通过改变直 流电压V_ref的大小，进而调整控制角α，从而改变开关管网络输出电压值U_AB的 基波分量U_AB1的幅值；所述开关管网络输出电压值U_AB的基波分量U_AB1关于三 角载波Tri的过零点对称，开关管网络输出电压值U_AB的基波分量U_AB1的相位与 三角载波T_ri同步，实现输出电压相位自同步，达到幅值和相位的解耦；所述输 出电压相位自同步的LCLC-T谐振型高频逆变器，在需要多组逆变器并联时， 只需调节输出电压幅值大小，采用相同三角载波Tri比较，相位会自动满足同步 要求，在需要多组逆变器并联时可以省去相位同步控制单元，简化了控制电路， 为多组逆变器并联提供了一种更为简单的实现途径。

所述串联谐振电感L_s和串联谐振电容C_s串联成的串联谐振电路固有谐振频 率为并联谐振电感L_p和并联谐振电容C_p并联成的并联谐振电路固有 谐振频率为${\omega }_p=\frac{1}{\sqrt{L_p{C}_p}},$负载电阻为R，参数${\lambda }_1=\frac{{\omega }_s}{{\omega }_1},$参数${\lambda }_2=\frac{{\omega }_p}{{\omega }_1},$参数$Q_1=\frac{{\omega }_1{L}_s}{R},$参数其中参数λ₁、参数λ₂分别体现了串联谐振电路和并联谐振电路 的固有谐振频率偏离电路工作频率ω₁的程度，参数Q₁、参数Q₂分别体现了串 联谐振电路和并联谐振电路相较于负载电阻R的品质因数。

所述输出电压相位自同步的LCLC-T谐振型高频逆变器的输出电压总谐波 畸变率THD的表达式为：

$THD=\frac{\sqrt{\underset{n=3,5...}{\overset{\infty }{\Sigma }}{\left\{\frac{1}{n}\sin \left(\frac{n·\alpha }{2}\right)·\frac{n^2·{\lambda }_2^2·Q_2}{\sqrt{{[n^2·{\lambda }_2^2·Q_2-(n^4-n^2·{\lambda }_2^2-n^2·{\lambda }_1^2+{\lambda }_1^2·{\lambda }_2^2)·Q_1]}^2+{[(n^3-n·{\lambda }_1^2)·Q_1·Q_1·{\lambda }_2^2]}^2}}\right\}}^2}}{\left|\sin \left(\frac{\alpha }{2}\right)·\frac{{\lambda }_2^2·Q_2}{{[{\lambda }_2^2·Q_2-(1-{\lambda }_2^2-{\lambda }_1^2+{\lambda }_1^2·{\lambda }_2^2)·Q_1]}^2+{[(1-{\lambda }_1^2)·Q_1·Q_1·{\lambda }_2^2]}^2}\right|},---\left(2\right)$

谐振电流i的表达式为：

$\begin{array}{c}i({\omega }_1·t)=\underset{n=1,3,5...}{\overset{\infty }{\Sigma }}\{\frac{4V_{in}}{n\pi }sin\left(\frac{n·\alpha }{2}\right)·\\ \sqrt{\frac{n^4·Q_2^2·R^2·{\lambda }_2^4+{(n^3-n·{\lambda }_2^2)}^2}{{[n^2·Q_2·R^2·{\lambda }_2^2-Q_1·R·(n^4-n^2·{\lambda }_2^2-n^2·{\lambda }_1^2+{\lambda }_1^2·{\lambda }_2^2)]}^2+{[Q_1·Q_2·R^2·{\lambda }_2^2(n^3-n·{\lambda }_1^2)]}^2}}·\cos \left(n·{\omega }_1·t+{\theta }_t\right)\}\end{array},---\left(3\right)$

其中：${\theta }_n=arctan\frac{n^2-{\lambda }_2^2}{n·Q_2·R·{\lambda }_2^2}-arctan\frac{Q_1·Q_2·R^2·{\lambda }_2^2(n^3-n·{\lambda }_1^2)}{n^2·Q_2·R^2·{\lambda }_2^2-Q_1·R·(n^4-n^2·{\lambda }_2^2-n^2·{\lambda }_1^2+{\lambda }_1^2·{\lambda }_2^2)},$

所述输出电压相位自同步的LCLC-T谐振型高频逆变器，在选择元件参数 时，需满足λ₁≤1,λ₂≤1,使得LCLC-T谐振网络单元Z呈现感性；需根据输出电压 总谐波畸变率THD的表达式选择参数λ₁、参数λ₂、参数Q₁、参数Q₂的值以保 证输出电压总畸变率THD满足要求；需根据谐振电流i的表达式，依据确定使开关管实现软开关最小控制角α_min。

与现有技术相比，本发明具有如下优点和有益效果：

(1)现有常用的可控逆变器多采用移相全桥电路，本发明不仅具有可控的 输出，而且兼具半桥电路的性质，开关网络输出电压是直流电源电压的一半， 适用用于输入电压高的场合，是对全桥逆变的有效补充。

(2)本发明开关管采用PWM控制，相较于移相控制，控制思路更加简单。

(3)本发明采用了LCLC-T谐振网络对开关管网络输出电压值U_AB进行滤 波，变换器输出电压谐波畸变率小。

(4)本发明采用的LCLC-T谐振网络单元Z在电路工作频率下呈感性，能 够保证第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄在较宽范 围输入直流电压波动及负载波动情况下实现软开关，效率高。

(5)本发明开关管网络输出电压值U_AB关于三角载波T_ri的过零点对称，调 节直流电压V_ref时，开关管网络输出电压值U_AB始终保持关于三角载波T_ri的对 称性，实现输出电压相位和幅值的解耦。

(6)本发明实现了输出电压的幅值和相位的解耦，应用在逆变器需要并联 的场合，采用相同的三角波作为载波，相位会自动满足同步要求，省去了相位 同步控制单元，简化了控制电路，为多组逆变器并联提供了一种更为简单的实 现途径。在多组逆变器并联时，实现了相位自同步，省去了相位同步控制单元， 节约了成本。

附图说明

图1是本发明所述的输出电压相位自同步的LCLC-T谐振型DC/HFAC变换 器的结构图。

图2是所述的输出电压相位自同步LCLC-T谐振型DC/HFAC变换器中开关 管的驱动信号及关键电压电流波形示意图。

图3是本发明所述输出电压相位自同步的谐振型DC/HFAC变换器的等效电 路图。

具体实施方式

为进一步阐述本发明的内容及特点，以下结合附图对本发明的具体实施方 案进行具体说明，但本发明的具体实施方案不局限于此。

实施例

如图1所示，为输出电压相位自同步的LCLC-T谐振型高频逆变器的结构 图。所述输出电压相位自同步的LCLC-T谐振型高频逆变器包括半桥单元X、反 向串联开关管单元Y及LCLC-T谐振网络单元Z；所述半桥单元X包括第一电 解电容C_f1、第二电解电容C_f2、第一谐振电容C₁、第二谐振电容C₂、第一二极 管VD₁、第二二极管VD₂、第一开关管S₁和第二开关管S₂；所述第一电解电容 C_f1和第二电解电容C_f2的电容值相等；所述第一电解电容C_f1的负极与第二电解 电容C_f2的正极相连，所述第一开关管S₁的漏极、第一二极管VD₁的阴极和第一 谐振电容C₁的一端均与第一电解电容C_f1的正极相连接；所述第一开关管S₁的 源极、第一二极管VD₁的阳极和第一谐振电容C₁的另一端均与第二开关管S₂的漏极相连接；第二二极管VD₂的阴极和第二谐振电容C₂的一端均与第二开关 管S₂的漏极相连接；所述第二开关管S₂的源极、第二二极管VD₂的阳极和第二 谐振电容C₂的另一端均与第二电解电容C_f2的负极相连接；所述反向串联开关 管单元Y包括第三谐振电容C₃、第四谐振电容C₄、第三二极管VD₃、第四二极 管VD₄、第三开关管S₃和第四开关管S₄；所述第三开关管S₃的源极、第三二极 管VD₃的阳极、第三谐振电容C₃的一端、第四二极管VD₄的阳极和第四谐振电 容C₄的一端均与第四开关管S₄的源极相连接；所述第一谐振电容C₁、第二谐振 电容C₂、第三谐振电容C₃和第四谐振电容C₄的值相等；所述LCLC-T谐振网 络单元Z包括串联谐振电感L_s、串联谐振电容C_s、并联谐振电感L_p和并联谐振 电容C_p；所述串联谐振电感L_s的一端与串联谐振电容C_s的一端相连接；所述并 联谐振电感L_p的一端和并联谐振电容C_p的一端均与串联谐振电容C_s的另一端 相连接；所述反向串联开关管单元Y中第三谐振电容C₃的另一端、第三二极管 VD₃的阴极和第三开关管S₃的漏极、LCLC-T谐振网络单元Z中串联谐振电感 L_s的另一端均与半桥单元X中第一电解电容C_f1的负极相连接；所述反向串联开 关管单元Y中第四谐振电容C₄的另一端、第四二极管VD₄的阴极和第四开关管 S₄的漏极、LCLC-T谐振网络单元Z中并联谐振电感L_p的另一端和并联谐振电 容C_p的另一端均与半桥单元X中第一开关管S₁的源极相连接；所述LCLC-T谐 振网络单元Z在电路工作角频率下呈现感性，以实现软开关；

下面结合图2所示的输出电压相位自同步的LCLC-T谐振型DC/HFAC变换 器中开关的驱动信号及关键电压电流波形示意图，来说明本发明的驱动原理及 变换器工作原理。所述第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开 关管S₄的第一驱动信号G₁、第二驱动信号G₂、第三驱动信号G₃、第四驱动信 号G₄由三角载波Tri与直流电压V_ref比较获得；所述第一开关管S₁、第二开关管 S₂在三角载波Tri大于直流电压V_ref时，交替导通；所述第三开关管S₃在第一开 关管S₁导通的过程中，从三角波Tri到达峰值时刻开始导通，在第二开关管S₂导通时关断；所述第四开关管S₄在第二开关管S₂导通的过程中，从三角波Tri 到达峰值时刻开始导通，在第一开关管S₁导通时关断；一个工作周期可以分为 以下6个阶段：

阶段I：第四开关管S₄关断，第一开关管S₁导通，开关管网络输出电压U_AB等于输入直流电压值V_2in的1/2。

阶段II：第一开关管S₁导通过程中，第三开关管S₃开通，开关管网络输出 电压值U_AB等于输入直流电压值V_2in的1/2，且谐振电流i大于0,并逐渐增加。

阶段III：第一开关管S₁关断，第一谐振电容C₁充电，第二谐振电容C₂和 第四谐振电容C₄放电，至第一开关管S₁的源极和第二开关管S₂的漏极的交汇点 A电位变成输入直流电压值V_2in的1/2时开关管网络输出电压值U_AB等于0，由 于此时第三开关管S₃开通，故电流从反向串联开关管单元Y流过，方向为从上 到下。

阶段IV：第三开关管S₃关断，第二开关管S₂开通，开关管网络输出电压值 U_AB等于负的输入直流电压值V_2in的1/2。

阶段V：第二开关管S₂导通过程中，第四开关管S₄开通，开关管网络输出 电压值U_AB等于负的输入直流电压值V_2in的1/2，且谐振电流i小于0并且逐渐 变大。

阶段VI：第二开关管S₂关断，第二谐振电容C₂充电，第一谐振电容C₁和 第三谐振电容C₃放电，所述第一开关管S₁的源极和第二开关管S₂的漏极的交汇 点A电位变成输入直流电压值V_2in的1/2时有开关管网络输出电压值U_AB等于0， 由于此时第四开关管S₄开通，故电流从反向串联开关管单元Y流过，方向为从 下到上。之后重复以上6个阶段。以三角载波频率的为2ω₁为例，根据以上对 电路工作过程的分析以及图2中的关键电压电流波形示意图，对开关管网络输 出电压值U_AB进行傅里叶分解可得：

$U_{AB}=\underset{n=1,3,5...}{\overset{\infty }{\Sigma }}\frac{4V_{in}}{n\pi }·sin\left(\frac{n\alpha }{2}\right)·cos\left({\mathrm{n\omega }}_{1}t\right),---\left(1\right)$

如图3所示，为本发明变换器的等效电路图，对于LCLC-T谐振网络，假 设串联谐振电感L_s和串联谐振电容C_s串联成串联谐振电路的固有谐振频率为 并联谐振电感L_p和并联谐振电容C_p并联成并联谐振电路的固有谐振 频率为${\omega }_p=\frac{1}{\sqrt{L_p{C}_p}},$负载电阻为R，参数${\lambda }_1=\frac{{\omega }_s}{{\omega }_1},$参数${\lambda }_2=\frac{{\omega }_p}{{\omega }_1},$参数$Q_1=\frac{{\omega }_1{L}_s}{R},$参 数其中参数λ₁、参数λ₂分别体现了串联谐振支路和并联谐振支路的 固有谐振频率偏离变换器工作频率ω₁的程度，参数Q₁、参数Q₂分别体现了串 联谐振电路和并联谐振电路相较于负载电阻R的品质因数。公式(2)给出了输 出电压总的谐波畸变率THD的表达式：

$THD=\frac{\sqrt{\underset{n=3,5...}{\overset{\infty }{\Sigma }}{\left\{\frac{1}{n}\sin \left(\frac{n·\alpha }{2}\right)·\frac{n^2·{\lambda }_2^2·Q_2}{\sqrt{{[n^2·{\lambda }_2^2·Q_2-(n^4-n^2·{\lambda }_2^2-n^2·{\lambda }_1^2+{\lambda }_1^2·{\lambda }_2^2)·Q_1]}^2+{[(n^3-n·{\lambda }_1^2)·Q_1·Q_1·{\lambda }_2^2]}^2}}\right\}}^2}}{\left|\sin \left(\frac{\alpha }{2}\right)·\frac{{\lambda }_2^2·Q_2}{{[{\lambda }_2^2·Q_2-(1-{\lambda }_2^2-{\lambda }_1^2+{\lambda }_1^2·{\lambda }_2^2)·Q_1]}^2+{[(1-{\lambda }_1^2)·Q_1·Q_1·{\lambda }_2^2]}^2}\right|},---\left(2\right)$

公式(3)给出了谐振电流i的表达式：

$\begin{array}{c}i({\omega }_1·t)=\underset{n=1,3,5...}{\overset{\infty }{\Sigma }}\{\frac{4V_{in}}{n\pi }sin\left(\frac{n·\alpha }{2}\right)·\\ \sqrt{\frac{n^4·Q_2^2·R^2·{\lambda }_2^4+{(n^3-n·{\lambda }_2^2)}^2}{{[n^2·Q_2·R^2·{\lambda }_2^2-Q_1·R·(n^4-n^2·{\lambda }_2^2-n^2·{\lambda }_1^2+{\lambda }_1^2·{\lambda }_2^2)]}^2+{[Q_1·Q_2·R^2·{\lambda }_2^2(n^3-n·{\lambda }_1^2)]}^2}}·\cos \left(n·{\omega }_1·t+{\theta }_t\right)\}\end{array},---\left(3\right)$

其中：${\theta }_n=arctan\frac{n^2-{\lambda }_2^2}{n·Q_2·R·{\lambda }_2^2}-arctan\frac{Q_1·Q_2·R^2·{\lambda }_2^2(n^3-n·{\lambda }_1^2)}{n^2·Q_2·R^2·{\lambda }_2^2-Q_1·R·(n^4-n^2·{\lambda }_2^2-n^2·{\lambda }_1^2+{\lambda }_1^2·{\lambda }_2^2)},$

在选择参数时，需满足λ₁≤1,λ₂≤1,使得LCLC-T谐振网络Z呈现感性；根据 公式(2)的输出电压THD表达式选择第一参数λ₁、第二参数λ₂、第三参数Q₁、 第四参数Q₂的取值以保证输出电压畸变率满足要求；根据公式(3)谐振电流i 的表达式，确定变换器最小控制角α_min,保证使得开关管实现软开关。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实 施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、 替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。