用于无线通信系统中的多层三维波束成形的层对齐方法和设备

摘要

公开了一种用于在无线通信系统中从用户设备UE向基站BS发送针对利用大规模天线阵列的部分波束成形的反馈信息的方法。该方法包括以下步骤：从BS接收关于多个参考信号RS资源的信息；基于预设的码本选择用于至少一个RS资源的子预编码器和用于链接所述RS资源的一个链接预编码器中的至少一个；以及将关于所选择的预编码器的信息报告给BS。所选择的预编码器是被包括在所述码本中的预编码矩阵中的一个预编码矩阵或者所述一个预编码矩阵的置换形式，并且关于所选择的预编码器的所述信息包括所述一个预编码矩阵的索引和置换信息。

说明书

技术领域

本发明涉及无线通信系统，更具体地讲，涉及一种用于无线通信系统中的多层三 维(3D)波束成形的层对齐方法和设备。

背景技术

将给出第三代合作伙伴计划长期演进(3GPPLTE)系统的简单描述，作为可以 应用本发明的无线通信系统的示例。

图1示出了演进通用移动电信系统(E-UMTS)网络的配置作为示例性的无线通 信系统。E-UMTS系统是传统UMTS系统的演进，3GPP在E-UMTS标准化的基础上 工作。E-UMTS也被称为LTE系统。对于UMTS和E-UMTS的技术规范的细节，分 别参照“3rdGenerationPartnershipProject；TechnicalSpecificationGroupRadioAccess Network”的版本7和版本8。

参照图1，E-UMTS系统包括用户设备(UE)、演进节点B(eNodeB或eNB) 以及接入网关(AG)(其位于演进UMTS陆地无线电接入网络(E-UTRAN)的一端 并且连接到外部网络)。eNB可以同时发送多个数据流，以用于广播服务、多播服务 和/或单播服务。

单个eNB管理一个或更多个小区。小区被设定为在1.25Mhz、2.5Mhz、5Mhz、 10Mhz、15Mhz和20Mhz的带宽之一中操作，并且向带宽中的多个UE提供下行链 路(DL)或上行链路(UL)传输服务。可配置不同的小区以提供不同的带宽。eNB 控制到多个UE的数据发送以及从多个UE的数据接收。关于DL数据，eNB通过向 特定UE发送DL调度信息来向该UE通知应该要发送DL数据的时间-频率区域、编 码方案、数据大小、混合自动重传请求(HARQ)信息等。关于UL数据，eNB通过 向特定UE发送UL调度信息来向该UE通知UE可以发送数据的时间-频率区域、编 码方案、数据大小、HARQ信息等。在eNB之间可以定义用于发送用户业务或控制 业务的接口。核心网络(CN)可以包括AG和用于UE的用户注册的网络节点。AG 在跟踪区域(TA)的基础上管理UE的移动性。TA包括多个小区。

虽然基于宽带码分多址(WCDMA)无线通信技术的发展阶段已经达到LTE，用 户和服务提供商的需求和期望正在增加。考虑到正在开发其它无线电接入技术，需要 新的技术演进来实现未来的竞争力。具体地，需要每比特成本降低、增加的服务可用 性、频带的灵活使用、简化的结构、开放的接口、UE的适当功耗等。

发明内容

技术问题

为解决所述问题而设计出的本发明的目的在于一种用于无线通信系统中的多层 三维(3D)波束成形的层对齐方法和设备。

技术方案

本发明的目的可通过提供一种用于在无线通信系统中从用户设备(UE)向基站 (BS)针对利用大规模天线阵列的部分波束成形发送反馈信息的方法来实现，该方 法包括以下步骤：从BS接收关于多个参考信号(RS)资源的信息；基于预设的码本 选择用于至少一个RS资源的子预编码器和用于链接所述RS资源的一个链接预编码 器中的至少一个；以及将关于所选择的预编码器的信息报告给BS，其中，所选择的 预编码器是包括在所述码本中的预编码矩阵中的一个预编码矩阵或者所述一个预编 码矩阵的置换形式，并且其中，关于所选择的预编码器的所述信息包括所述一个预编 码矩阵的索引和置换信息。

在本发明的另一方面中，本文提供了一种无线通信系统中的接收设备，该设备包 括：无线通信模块，其从利用大规模天线阵列进行部分波束成形的发送设备接收关于 多个参考信号(RS)资源的信息，并且利用所述RS资源将关于所选择的预编码器的 信息报告给所述发送设备；以及处理器，其基于预设的码本选择用于至少一个RS资 源的子预编码器和用于链接所述RS资源的一个链接预编码器中的至少一个，其中， 所选择的预编码器是包括在所述码本中的预编码矩阵中的一个预编码矩阵或者所述 一个预编码矩阵的置换形式，并且其中，关于所选择的预编码器的所述信息包括所述 一个预编码矩阵的索引和置换信息。

如果所述RS资源分别对应于所述大规模天线阵列的列，则所述子预编码器可用 于垂直波束成形，所述链接预编码器可用于水平波束成形。另选地，如果所述RS资 源分别对应于所述大规模天线阵列的行，则所述子预编码器可用于水平波束成形，所 述链接预编码器可用于垂直波束成形。

所述置换信息可以是用于限定从所述一个预编码矩阵置换的预编码矩阵的置换 矩阵信息。另外，关于所选择的预编码器的所述信息可包括所述子预编码器与所述链 接预编码器之间的匹配信息。

所述大规模天线阵列可以按照行或列为单位来分区，并且所述RS资源可以对应 于分区。

有益效果

根据本发明的实施方式，可有效地执行无线通信系统中的使用大规模多输入多输 出(MIMO)的三维(3D)波束成形。

本领域技术人员将理解的是，通过本发明可以实现的效果并不限于上文特别描述 的那些，从以下详细描述将更清楚地理解本发明的其它优点。

附图说明

附图被包括以提供对本发明的进一步理解，附图示出本发明的实施方式并与说明 书一起用来说明本发明的原理。

在附图中：

图1示出了演进通用移动电信系统(E-UMTS)网络的配置作为无线通信系统的 示例；

图2示出了符合用户设备(UE)和演进UMTS陆地无线电接入网络(E-UTRAN) 之间的第三代合作伙伴计划(3GPP)无线电接入网络标准的无线电接口协议架构中 的控制平面协议栈和用户平面协议栈；

图3示出了3GPP系统中的物理信道和使用所述物理信道的一般信号传输方法；

图4示出了长期演进(LTE)系统中的无线电帧的结构；

图5示出了LTE系统中的下行链路无线电帧的结构；

图6示出了LTE系统中的上行链路子帧的结构；

图7示出了一般的多输入多输出(MIMO)通信系统的配置；

图8和图9示出了通过四个天线支持下行链路传输(4-Tx下行链路传输)的LTE 系统中的下行链路参考信号(RS)配置；

图10示出了在当前3GPP标准规范中定义的示例性下行链路解调制参考信号 (DMRS)分配；

图11示出了在当前3GPP标准规范中定义的下行链路CSI-RS配置的信道状态信 息-参考信号(CSI-RS)配置#0；

图12示出了天线倾斜方案；

图13是将现有技术的天线系统与有源天线系统(AAS)进行比较的示图；

图14示出了示例性的基于AAS的用户设备(UE)特定波束成形；

图15示出了基于AAS的二维波束传输场景；

图16示出了根据本发明的另一个实施方式的将对齐的部分预编码应用于均匀线 性阵列的示例；

图17示出了根据本发明的另一个实施方式的将按列对齐的部分预编码应用于方 阵列的示例；

图18示出了根据本发明的另一个实施方式的将按行对齐的部分预编码应用于方 阵列的示例；

图19示出了根据本发明的另一个实施方式的将按行组对齐的部分预编码应用于 方阵列的示例；

图20示出了根据本发明的实施方式的为了3D波束成形而有必要发送的各个层 的预编码矩阵索引(PMI)；以及

图21是根据本发明的实施方式的通信设备的框图。

具体实施方式

利用参照附图描述的本发明的实施方式将很容易地理解本发明的配置、操作以及 其它特征。在此阐述的本发明的实施方式是本发明的技术特征被应用于第三代合作伙 伴计划(3GPP)系统的示例。

尽管在长期演进(LTE)系统和LTE-Advanced(LTE-A)系统的背景下描述了本 发明的实施方式，它们纯粹是示例性的。因此，本发明的实施方式适用于任何其它的 通信系统，只要上述定义对于该通信系统有效即可。另外，尽管在频分双工(FDD) 的背景下描述了本发明的实施方式，伴随一些修改，它们也很容易适用于半FDD (H-FDD)或时分双工(TDD)。

术语“基站(BS)”可用于涵盖包括远程无线电头端(RRH)、演进节点B(eNB 或eNodeB)、接收点(RP)、中继器等的术语的含义。

图2示出了符合用户设备(UE)和演进UMTS陆地无线电接入网络(E-UTRAN) 之间的3GPP无线接入网络标准的无线电接口协议架构中的控制平面协议栈和用户平 面协议栈。控制平面是UE和E-UTRAN发送控制消息以管理呼叫的路径，并且用户 平面是发送从应用层产生的数据(例如，语音数据或互联网分组数据)的路径。

层1(L1)处的物理(PHY)层向其高层(介质访问控制(MAC)层)提供信 息传送服务。PHY层经由传输信道连接到MAC层。传输信道在MAC层和PHY层 之间传递数据。在发送机和接收机的PHY层之间的物理信道上发送数据。物理信道 使用时间和频率作为无线电资源。具体地讲，针对下行链路(DL)按照正交频分多 址(OFDMA)调制物理信道，针对上行链路(UL)按照单载波频分多址(SC-FDMA) 调制物理信道。

层2(L2)处的MAC层经由逻辑信道向其高层(无线电链路控制(RLC)层) 提供服务。L2处的RLC层支持可靠数据传输。可在MAC层的功能块中实现RLC功 能。L2处的分组数据汇聚协议(PDCP)层执行报头压缩，以减少不必要的控制信息 的量，并且因此经由具有窄带宽的空中接口有效地发送互联网协议(IP)分组(诸如 IP版本4(IPv4)或IP版本6(IPv6)分组)。

层3(或L3)的最低部分处的无线电资源控制(RRC)层仅被限定在控制平面上。 RRC层控制与无线电承载的配置、再配置和释放有关的逻辑信道、传输信道和物理 信道。无线电承载指的是在L2处提供的用于UE和E-UTRAN之间的数据传输的服 务。为了这个目的，UE和E-UTRAN的RRC层彼此交换RRC消息。如果在UE和 E-UTRAN之间建立RRC连接，则UE处于RRC连接模式，否则，UE处于RRC空 闲模式。RRC层上面的非接入层面(NAS)层执行包括会话管理和移动性管理的功 能。

用于将数据从E-UTRAN传送至UE的DL传输信道包括承载系统信息的广播信 道(BCH)、承载寻呼消息的寻呼信道(PCH)以及承载用户业务或控制消息的共享 信道(SCH)。可以在DLSCH或单独定义的DL多播信道(MCH)上发送DL多播 业务或控制消息或者DL广播业务或控制消息。用于将数据从UE传送至E-UTRAN 的UL传输信道包括承载初始控制消息的随机接入信道(RACH)以及承载用户业务 或控制消息的ULSCH。在传输信道上面定义并且被映射到传输信道的逻辑信道包括 广播控制信道(BCCH)、寻呼控制信道(PCCH)、公共控制信道(CCCH)、多播控 制信道(MCCH)、多播业务信道(MTCH)等。

图3示出了3GPP系统中的物理信道以及在所述物理信道上发送信号的一般方 法。

参照图3，当UE被通电或进入新的小区时，UE执行初始小区搜索(S301)。初 始小区搜索涉及获取与eNB的同步。具体地讲，通过从eNB接收主同步信道(P-SCH) 和辅同步信道(S-SCH)，UE将其定时同步到eNB并且获取小区标识符(ID)和其 它信息。然后，UE可以通过从eNB接收物理广播信道(PBCH)来获取小区中广播 的信息。在初始小区搜索期间，UE可以通过接收下行链路参考信号(DLRS)来监 测DL信道状态。

在初始小区搜索之后，UE可以通过接收物理下行链路控制信道(PDCCH)并且 基于包括在PDCCH中的信息接收物理下行链路共享信道(PDSCH)来获取详细的系 统信息(S302)。

如果UE初始访问eNB或没有用于信号传输到eNB的无线电资源，则UE可以 与eNB执行随机接入过程(S303至S306)。在随机接入过程中，UE可以在物理随机 接入信道(PRACH)上发送预定序列作为前导码(S303和S305)，并且可以在PDCCH 以及与PDCCH关联的PDSCH上接收对于该前导码的响应消息(S304和S306)。在 基于竞争的RACH的情况下，UE可以另外执行竞争解决过程。

在上述过程之后，UE可以从eNB接收PDCCH和/或PDSCH(S307)，并且向 eNB发送物理上行链路共享信道(PUSCH)和/或物理上行链路控制信道(PUCCH) (S308)，这是一般的DL和UL信号传输过程。具体地讲，UE在PDCCH上接收下 行链路控制信息(DCI)。这里，DCI包括控制信息(例如，针对UE的资源分配信息)。 根据DCI的不同用途定义不同的DCI格式。

UE在UL上发送给eNB或者在DL上从eNB接收的控制信息包括DL/UL确认/ 否定确认(ACK/NACK)信号、信道质量指示符(CQI)、预编码矩阵索引(PMI)、 秩指示符(RI)等。在3GPPLTE系统中，UE可以在PUSCH和/或PUCCH上发送 控制信息(例如，CQI、PMI、RI等)。

图4示出了用于LTE系统中的无线电帧的结构。

参照图4，无线电帧为10ms(327200xT_s)长，并且被分成10个相等大小的子帧。 各个子帧为1ms长并且被进一步分成两个时隙。各个时隙为0.5ms(15360xT_s)长。 这里，T_s表示采样时间，并且T_s＝l/(15kHzx2048)＝3.2552x10^-8(约33ns)。时隙包括 时域中的多个正交频分复用(OFDM)符号或SC-FDMA符号乘以频域中的多个资源 块(RB)。在LTE系统中，一个RB包括12个子载波乘以7(或6)个OFDM符号。 发送数据的单位时间被定义为传输时间间隔(TTI)。可以按照一个或更多个子帧为单 位定义TTI。上述无线电帧结构纯粹是示例性的，因此无线电帧中的子帧的数量、子 帧中的时隙的数量或者时隙中的OFDM符号的数量可以变化。

图5示出了包括在DL无线电帧中的子帧的控制区域中的示例性控制信道。

参照图5，子帧包括14个OFDM符号。根据子帧配置，子帧的前一至三个OFDM 符号被用于控制区域，其它13至11个OFDM符号被用于数据区域。在图5中，标 号R1至R4表示RS或者用于天线0至天线3的导频信号。在子帧中按照预定图案分 配RS，而不考虑控制区域和数据区域。控制信道被分配给控制区域中的非RS资源， 业务信道也被分配给数据区域中的非RS资源。分配给控制区域的控制信道包括物理 控制格式指示符信道(PCFICH)、物理混合ARQ指示符信道(PHICH)、物理下行 链路控制信道(PDCCH)等。

PCFICH是承载关于各个子帧中用于PDCCH的OFDM符号的数量的信息的物理 控制格式指示信道。PCFICH位于子帧的第一个OFDM符号中，并且被配置有高于 PHICH和PDCCH的优先级。PCFICH包括4个资源元素组(REG)，基于小区标识 (ID)将各个REG分配给控制区域。一个REG包括4个资源元素(RE)。RE是由 一个子载波乘以一个OFDM符号定义的最小物理资源。根据带宽，PCFICH被设定 为1至3或2至4。按照正交相移键控(QPSK)调制PCFICH。

PHICH是承载对UL传输的混合自动重传请求(HARQ)ACK/NACK的物理 HARQ指示符信道。也就是说，PHICH是传送对ULHARQ的DLACK/NACK信息 的信道。PHICH包括一个REG，并且以小区特定的方式加扰。ACK/NACK被指示在 一个比特中并且按照二进制相移键控(BPSK)进行调制。用2或4的扩频因子(SF) 对调制的ACK/NACK进行扩频。映射到相同资源的多个PHICH形成PHICH组。根 据扩频码的数量来确定复用到PHICH组的PHICH的数量。PHICH(组)被重复三次， 以在频域和/或时域中获得分集增益。

PDCCH是分配给子帧的前n个OFDM符号的物理DL控制信道。这里，n是由 PCFICH指示的1或更大的整数。PDCCH占据一个或更多个CCE。PDCCH向各个 UE或UE组承载关于传输信道的资源分配信息、PCH和DL-SCH、UL调度许可以及 HARQ信息。在PDSCH上发送PCH和DL-SCH。因此，除了特定控制信息或特定 服务数据以外，eNB和UE通常在PDSCH上发送和接收数据。

在PDCCH上传送指示一个或更多个UE接收PDSCH数据的信息以及指示UE 应该怎样接收和解码PDSCH数据的信息。例如，假设特定PDCCH的循环冗余校验 (CRC)通过无线电网络临时标识(RNTI)“A”来掩码，并且在特定子帧中发送关 于基于传输格式信息(例如，传输块大小、调制方案、编码信息等)“C”在无线电 资源(例如，在频率位置)“B”中发送的数据的信息，小区内的UE在搜索空间中使 用其RNTI信息来监测(即，盲解码)PDCCH。如果一个或更多个UE具有RNTI“A”， 则这些UE接收PDCCH并且基于所接收到的PDCCH的信息接收由“B”和“C”指 示的PDSCH。

图6示出了LTE系统中的UL子帧的结构。

参照图6，UL子帧可以被分成控制区域和数据区域。包括上行链路控制信息 (UCI)的物理上行链路控制信道(PUCCH)被分配给控制区域，包括用户数据的物 理上行链路共享信道(PUSCH)被分配给数据区域。子帧的中间被分配给PUSCH， 而在频域中数据区域的两侧被分配给PUCCH。在PUCCH上发送的控制信息可以包 括HARQACK/NACK、表示下行链路信道状态的CQI、用于多输入多输出(MIMO) 的RI、请求UL资源分配的调度请求(SR)。用于一个UE的PUCCH占据子帧的各 个时隙中的一个RB。也就是说，分配给PUCCH的两个RB在子帧的时隙边界上跳 频。具体地讲，m＝0、m＝1和m＝2的PUCCH被分配给图6中的子帧。

现在将给出MIMO系统的描述。MIMO可通过使用多个发送(Tx)天线和多个 接收(Rx)天线来提高数据的发送和接收效率。也就是说，通过在发送机或接收机 处使用多个天线，MIMO可增加无线通信系统中的容量并提高性能。术语“MIMO” 与“多天线”是可互换的。

MIMO技术不依赖单个天线路径来接收整个消息。相反，它通过将通过多个天线 接收的数据片段组合来完成消息。MIMO可以增加预定大小的小区区域内的数据速率 或者以给定的数据速率扩展系统覆盖。另外，MIMO可以在包括移动终端、中继器等 的宽范围内找到其用途。MIMO可以克服移动通信中的传统单天线技术遭遇的有限的 传输容量。

图7示出了典型的MIMO通信系统的配置。参照图7，发送机具有N_T个Tx天 线，并且接收机具有N_R个Rx天线。相比于仅在发送机和接收机中的一个处使用多 个天线，在发送机和接收机二者处使用多个天线增加了理论信道传输容量。信道传输 容量与天线的数量成比例地增加。因此，增加了传输速率和频率效率。在多个天线的 情况下，给定可以利用单个天线实现的最大传输速率R₀，可以将传输速率理论上增 加到R₀与传输速率增长率R_i的乘积。R_i是N_T和N_R之间的较小值。

[式1]

R_i＝min(N_T，N_R)

例如，相对于单天线系统，具有四个Tx天线和4个Rx天线的MIMO通信系统 理论上可以实现传输速率的四倍增加。由于在20世纪90年代证实了MIMO系统的 理论容量增加，已经积极地提出了许多技术以增加实际实现中的数据速率。一些技术 已经被反映在各种无线通信标准(例如，用于3G移动通信、下一代无线局域网 (WLAN)等的标准)中。

关于到目前为止MIMO的研究趋势，在MIMO的许多方面正在进行积极的研究， 涵盖了与不同信道环境和多种接入环境下的多天线通信容量的计算相关的信息理论 的研究、测量MIMO无线电信道和MIMO建模的研究、增加传输可靠性和传输速率 的时间-空间信号处理技术的研究等。

将通过数学建模详细描述如图7中所示的具有N_T个Tx天线和N_R个Rx天线的 MIMO系统中的通信。关于传输信号，可以通过N_T个TX天线发送最多N_T条信息， 如下面的向量所表示的：

[式2]

$s={[s_1,s_2,...,s_{N_T}]}^T$

不同的传输功率可以被应用于各条传输信息传输信息的传输功率 水平分别由表示。然后，传输功率控制的传输信息向量被给出为

[式3]

$\hat{s}={[{\hat{s}}_1,{\hat{s}}_2,...,{\hat{s}}_{N_T}]}^T={[P_1{s}_1,P_2{s}_2,...,P_{N_T}{s}_{N_T}]}^T$

传输功率控制的传输信息向量可以使用传输功率的对角矩阵P表示如下。

[式4]

可以通过用传输功率控制的信息向量乘以权重矩阵W来生成N_T个传输信号 权重矩阵W用于根据传输信道状态等适当地将传输信息分配给Tx个 天线。这N_T个传输信号被表示为向量X，其可以通过[式5]来确定。这 里，w_ij表示第j条信息和第i个Tx天线之间的权重，W被称为权重矩阵或预编码矩 阵。

[式5]

通常，就其物理含义而言，信道矩阵的秩是给定信道上可发送的不同信息的最大 数量。因此，信道矩阵的秩被定义为信道矩阵中的独立行数和独立列数之间较小的一 个。信道矩阵的秩不大于信道矩阵的行数或列数。信道矩阵H的秩rank(H)满足以下 约束。

[式6]

rank(H)≤min(N_T，N_R)

以MIMO发送的不同信息被称为“传输流”或简称为“流”。该“流”也可以被 称为“层”。因此得出结论，传输流的数量不大于信道的秩(即，可发送的不同信息 的最大数量)。因此，信道矩阵H由下式确定：

[式7]

#ofstreams≤rank(H)≤min(N_T，N_R)

“#ofstreams”表示流的数量。这里需要注意的一件事是，可以通过一个或更多 个天线发送一个流。

可按照多种方式将一个或更多个流映射到多个天线。流到天线的映射可以根据 MIMO方案被描述如下。如果通过多个天线发送一个流，则这可被视为空间分集。当 通过多个天线发送多个流时，这可以是空间复用。不用说，可以设想空间分集和空间 复用结合的混合方案。

预计下一代移动通信标准LTE-A将支持协同多点(CoMP)传输，以便相比于传 统LTE标准增加数据速率。CoMP指的是通过两个或更多个eNB或小区的协作向UE 传输数据，以便增加位于阴影区域中的UE和eNB(小区或扇区)之间的通信性能。

CoMP传输方案可以被分类为：称为协作MIMO的CoMP联合处理(CoMP-JP)， 其特征在于数据共享；以及CoMP-协同调度/波束成形(CoMP-CS/CB)。

在DLCoMP-JP中，UE可以瞬时地接收从执行CoMP传输的eNB同时发送的数 据，并且可以将所接收到的信号组合，从而提高接收性能(联合发送(JT))。另外， 参与CoMP传输的eNB之一可以在特定时间点将数据发送给UE(动态点选择 (DPS))。

相比之下，在下行链路CoMP-CS/CB中，UE可以通过波束成形瞬时地从一个eNB (即，服务eNB)接收数据。

在ULCoMP-JP中，eNB可以同时接收来自UE的PUSCH信号(联合接收(JR))。 相比之下，在ULCoMP-CS/CB中，仅一个eNB接收到来自UE的PUSCH。这里， 协作小区(或eNB)可以决定是否使用CoMP-CS/CB。

现在将详细描述RS。

通常，发送机将发送机和接收机都已知的RS随数据一起发送给接收机，使得接 收机可在RS中执行信道测量。RS指示用于解调制的调制方案，并且RS被用于信道 测量。RS被分类为用于特定UE的专用RS(DRS)(即，UE特定RS)以及用于小 区内所有UE的公用RS(CRS)(即，小区特定RS)。小区特定RS包括UE测量要 报告给eNB的CQI/PMI/RI的RS。该RS被称为信道状态信息RS(CSI-RS)。

图8和图9示出了通过四个天线支持DL传输(4-TxDL传输)的LTE系统中的 RS配置。具体地，图8示出了在正常CP的情况下的RS配置，图9示出了在扩展 CP的情况下的RS配置。

参照图8和图9，栅格中的标号0至3表示用于信道测量和数据调制的通过天线 端口0至天线端口3发送的小区特定RS(CRS)。可以在整个控制信息区域以及数据 信息区域上将CRS发送给UE。

栅格中的标号D表示UE特定RS(解调制RS(DMRS))。DMRS在支持单天线 端口传输的数据区域中(即，在PDSCH上)发送。是否存在UE特定RS(DMRS) 通过高层信令来指示给UE。在图8和图9中，通过天线端口5发送DMRS。3GPPTS 36.211定义了用于总共八个天线端口(天线端口7至天线端口14)的DMRS。

图10示出了在当前的3GPP标准规范中定义的示例性DLDMRS分配。

参照图10，使用第一DMRS组(DMRS组1)中的各个天线端口的序列映射天 线端口7、8、11和13的DMRS，而使用第二DMRS组(DMRS组2)中的各个天 线端口的序列映射天线端口9、10、12和14的DMRS。

与CRS相比，针对PDSCH的信道测量提出了CSI-RS，并且最多达32个不同的 资源配置可用于CSI-RS以降低多小区环境中的小区间干扰(ICI)。

如果可能，根据天线端口的数量使用不同的CSI-RS(资源)配置，并且相邻小 区根据不同的(资源)配置发送CSI-RS。与CRS不同，CSI-RS支持最多达8个天 线端口，并且在3GPP标准中从天线端口15到天线端口22的总共8个天线端口被分 配给CSI-RS。[表1]和[表2]列出了在3GPP标准中定义的CSI-RS配置。具体地讲， [表1]列出了在正常CP情况下的CSI-RS配置，[表2]列出了在扩展CP的情况下的 CSI-RS配置。

[表1]

[表2]

在[表1]和[表2]中，(k’,l’)表示RE索引，其中k'是子载波索引，l'是OFDM符 号索引。图11示出了当前的3GPP标准中定义的DLCSI-RS配置的CSI-RS配置#0。

此外，CSI-RS子帧配置可各自由子帧中的周期性T_CSI-RS以及子帧偏移Δ_CSI-RS定 义。[表3]列出了3GPP标准中定义的CSI-RS子帧配置。

[表3]

通过RRC层信令在如[表4]所示配置的CSI-RS_Config-r10消息中发送关于零功 率(ZP)CSI-RS的信息。具体地讲，ZPCSI-RS资源配置包括 zeroTxPowerSubframeConfig-r10和16位位图zeroTxPowerResourceConfigList-r10。 zeroTxPowerSubframeConfig-r10通过[表3]中所示的I_CSI-RS指示ZPCSI-RS的CS-RS 传输周期性和子帧偏移。zeroTxPowerResourceConfigList-r10指示ZPCSI-RS配置。 该位图的元素指示[表1]或[表2]中的四个CSI-RS天线端口的列中所写的各个配置。 即，当前的3GPP标准仅针对四个CSI-RS天线端口定义了ZPCSI-RS。

[表4]

当前的3GPP标准针对如[表5]所示的各个CQI索引定义了调制阶数和编码速率。

[表5]

基于如下的干扰测量计算了CQI。

为了CQI计算，UE需要测量信号与干扰和噪声比(SINR)。在这种情况下，UE 可以测量诸如非零功率(NZP)CSI-RS的RS中的期望信号的接收功率(S测量)。 对于干扰功率测量(I测量或干扰测量(IM))，UE测量通过从所接收到的信号消除 期望信号而得到的干扰信号的功率。

可以通过高层信令配置CSI测量子帧集C_CSI,0和C_CSI,1，并且各个子帧集的子帧不 同于其它子帧集的子帧。在这种情况下，UE可以在诸如CSI-RS的RS中执行S测量， 而没有任何特定子帧约束。然而，UE应该通过CSI测量子帧集C_CSI,0和C_CSI,1中的单 独的I测量针对CSI测量子帧集C_CSI,0和C_CSI,1分别计算CQI。

在下文中，将描述DL数据信道的传输模式。

当前的3GPPLTE标准规范3GPPTS36.213定义了如[表6]和[表7]所示的DL数 据信道传输模式。由高层信令(即，RRC信令)将DL数据信道传输模式指示给UE。

[表6]

[表7]

参照[表6]和[表7]，3GPPLTE标准规范根据对PDCCH进行掩码的RNTI的类型 来定义DCI格式。特别是对于C-RNTI和SPSC-RNTI，3GPPLTE标准规范定义了传 输模式以及与所述传输模式对应的DCI格式(即，如[表6]和[表7]中所示的基于传输 模式的DCI格式)。针对与传输模式无关的应用(即，针对回退模式)另外定义了 DCI格式1A。[表6]示出了通过C-RNTI对PDCCH进行掩码的情况下的传输模式，[表 7]示出了通过SPSC-RNTI对PDCCH进行掩码的情况下的传输模式。

参照[表6]，如果UE通过对由C-RNTI进行掩码的PDCCH进行盲解码而检测到 DCI格式1B，则UE在假设PDSCH在单层中通过闭环空间复用发送的情况下对 PDSCH进行解码。

在[表6]和[表7]中，模式10是针对CoMP的DL数据信道传输模式。例如，在[表 6]中，如果UE通过对由C-RNTI进行掩码的PDCCH进行盲解码而检测到DCI格式 2D，则UE在假设PDSCH通过天线端口7至天线端口14(即，基于DM-RS通过多 层传输方案)发送或者假设PDSCH通过单天线端口(DM-RS天线端口7或8)发送 的情况下对PDSCH进行解码。

现在将给出准协同定位(QCL)的描述。

如果一个天线端口与另一个天线端口准协同定位，这意味着UE可以假设从天线 端口(或对应于天线端口的无线电信道)中的一个接收的信号的大规模性能完全地或 部分地与从其它天线端口(或对应于天线端口的无线电信道)接收的信号的那些性能 相同。大规模性能可以包括多普勒扩展、多普勒偏移、定时偏移相关的平均延迟、延 迟扩展、平均增益等。

根据QCL的定义，UE不会将彼此不准协同定位的天线端口假设为具有相同的大 规模性能。因此，为了天线端口的频率偏移和定时偏移，UE应当针对各个天线端口 独立地执行跟踪过程。

另一方面，UE可以执行有关准协同定位的天线端口的以下操作。

1)UE可以将与特定天线端口对应的无线电信道在功率-延迟分布、延迟扩展、 多普勒频谱和多普勒扩展方面的估计应用于与所述特定天线端口准协同定位的另一 个天线端口所对应的无线电信道的信道估计中所使用的维纳滤波器参数。

2)UE可以获取特定天线端口与准协同定位的天线端口的时间同步和频率同步。

3)最后，UE可以计算准协同定位的天线端口的参考信号接收功率(RSRP)测 量的平均值作为平均增益。

例如，假设在PDCCH(或增强PDCCH(E-PDCCH))上接收到基于DM-RS的 DL数据信道调度信息(例如，DCI格式2C)时，UE使用由该调度信息指示的DM-RS 序列对PDSCH执行信道估计，然后对数据进行解调制。

在这种情况下，如果为DL数据信道估计中所使用的DM-RS配置的天线端口与 为服务小区的CRS配置的天线端口的天线端口准协同定位，则UE可在与DM-RS天 线端口对应的无线电信道的信道估计中使用与CRS天线端口对应的无线电信道的估 计的大规模性能，从而提高了基于DM-RS的DL数据信道的接收性能。

同样，如果用于DL数据信道估计的DM-RS天线端口与服务小区的CSI-RS天 线端口准协同定位，则UE可在与DM-RS天线端口对应的无线电信道的信道估计中 使用与CSI-RS天线端口对应的无线电信道的估计的大规模性能，从而提高了基于 DM-RS的DL数据信道的接收性能。

在LTE中规定了当以模式10(CoMP传输模式)发送DL信号时，eNB为UE 配置QCL类型A和QCL类型B中的一个。

QCL类型A基于以下前提：CRS天线端口、DM-RS天线端口和CSI-RS天线端 口关于除了平均增益以外的大规模性能是准协同定位的。这意味着相同的节点发送物 理信道和信号。另一方面，QCL类型B被定义为使得通过高层消息为各个UE配置 最多达四个QCL模式，以使得能够进行CoMP传输(例如，DPS或JT)，并且要用 于DL信号传输的QCL模式通过DCI被动态地指示给UE。

将更详细地描述在QCL类型B的情况下的DPS传输。

如果具有N1个天线端口的节点#1发送CSI-RS资源#1，并且具有N2个天线端 口的节点#2发送CSI-RS资源#2，则CSI-RS资源#1被包括在QCL模式参数集#1中， 并且CSI-RS资源#2被包括在QCL模式参数集#2中。此外，eNB通过高层信号为位 于节点#1和节点#2的公共覆盖范围内的UE配置QCL模式参数集#1和CSI-RS资源 #2。

然后，eNB可以通过当通过节点#1将数据(即，PDSCH)发送给UE时为UE 配置QCL模式参数集#1，当由DCI通过节点#2将数据发送给UE时为UE配置QCL 模式参数集#2来执行DPS。如果为UE配置了QCL模式参数集#1，则UE可以假设 CSI-RS资源#1是与DM-RS准协同定位的，并且如果为UE配置了QCL模式参数集 #2，则UE可以假设CSI-RS资源#2是与DM-RS准协同定位的。

将在下面描述有源天线系统(AAS)和三维(3D)波束成形。

在传统的蜂窝系统中，eNB通过机械倾斜或电倾斜(将在下面更详细地描述)来 减小ICI并且增加小区内的UE的吞吐量(例如，UE处的SINR)。

图12示出了天线倾斜方案。具体地讲，图12(a)示出了未应用天线倾斜的天线配 置，图12(b)示出了应用机械倾斜的天线配置，图12(c)示出了应用机械倾斜和电倾斜 两者的天线配置。

图12(a)和图12(b)之间的比较揭示了机械倾斜因如图12(b)所示的初始天线安装 处的固定波束方向而变差。另一方面，由于小区固定的倾斜，电倾斜仅允许限制性很 强的垂直波束成形，尽管有如图12(c)所示的倾斜角度可通过内部移相器改变的优点。

图13是将现有技术的天线系统与AAS进行比较的示图。具体地讲，图13(a)示 出了现有技术的天线系统，并且图13(b)示出了AAS。

参照图13，与现有技术的天线系统相比，多个天线模块中的每一个包括射频(RF) 模块(例如，功率放大器(PA))，即，AAS中的有源装置。因此，AAS可以在天线 模块的基础上控制功率和相位。

通常，诸如ULA的线性阵列天线(即，一维阵列天线)被认为是MIMO天线结 构。可以通过一维阵列天线形成的波束存在于二维(2D)平面上。同样的情况适用 于基于无源天线系统(PAS)的MIMO结构。虽然基于PAS的eNB具有垂直天线和 水平天线，但是垂直天线在垂直方向上可以不形成波束，并且可以仅允许上述机械倾 斜，因为垂直天线在一个RF模块中。

然而，随着eNB的天线结构演进到AAS，即使对于垂直天线，也独立地配置RF 模块。因此，垂直波束成形以及水平波束成形是可能的。这被称为仰角波束成形。

仰角波束成形也可以被称为3D波束成形，因为可在3D空间中沿着垂直方向和 水平方向形成可用波束。也就是说，一维阵列天线结构到2D阵列天线结构的演进实 现了3D波束成形。仅当天线阵列是平面时，3D波束成形才是不可能的。相反，即 使在环形3D阵列结构中，3D波束成形也是可能的。鉴于现有一维天线结构以外的 各种天线布局，3D波束成形的特征在于，MIMO处理发生在3D空间中。

图14示出了AAS中的示例性UE特定波束成形。参照图14，即使UE相对于eNB 向前或向后移动以及向eNB的左和右移动，可通过3D波束成形朝着UE形成波束。 因此，给予UE特定波束成形较高的自由度。

此外，作为使用基于AAS的2D阵列天线结构的传输环境，可考虑室外eNB将 信号发送到室外UE的室外到室外环境、室外eNB将信号发送到室内UE的室外到室 内(O2I)环境以及室内eNB将信号发送到室内UE的室内到室内环境(室内热点)。

图15示出了基于AAS的2D波束传输场景。

参照图15，在小区中存在多个建筑物的真实小区环境中，eNB需要考虑基于相 对于建筑物高度的各种UE高度的垂直波束定向以及UE特定水平波束定向。考虑该 小区环境，需要反映与现有的那些无线信道环境非常不同的信道特性(例如，阴影/ 路径损耗根据不同的高度而变化、变化的衰落特性等)。

换言之，3D波束成形是基于现有线性一维阵列天线结构的仅水平波束成形的演 进。3D波束成形指的是通过利用多维阵列天线结构(例如，平面阵列)延伸到仰角 波束成形或垂直波束成形或者与仰角波束成形或垂直波束成形组合来执行的MIMO 处理方案。

现在将使用线性预编码给出MIMO系统的描述。在假设在窄带系统或宽带系统 中的频域中经历平坦衰落的频率单元(例如，子载波)中，可如[式11]对DLMIMO 系统进行建模。

[式11]

y＝Hx+z

如果UE处的Rx天线端口的数量是N_r，并且eNB处的Tx天线端口的数量是N_t， 则在[式11]中，y是在UE的N_r个Rx天线处接收的N_r×1信号向量，H是大小为 N_r×N_t的MIMO信道矩阵，X是N_t×1传输信号，z是N_r×1接收噪声和干扰向量。

上述系统模型适用于多用户MIMO场景以及单用户MIMO场景。尽管在单用户 MIMO场景中N_r是单个UE处的Rx天线的数量，在多用户MIMO场景中N_r可被解 释为多个UE处的Rx天线的总数。

上述系统模型适用于UL传输场景以及DL传输场景。然后，N_t可以表示UE处 的Tx天线的数量，并且N_r可以表示eNB处的Rx天线的数量。

在线性MIMO预编码器的情况下，MIMO预编码器通常可被表示为大小为 N_t×N_s的矩阵U，其中N_s为传输秩或传输层的数量。因此，传输信号向量X可如[式 12]建模。

[式12]

$x=\sqrt{\frac{P_T}{N_s}}Us$

其中，P_t是传输信号能量，并且s是表示在N_s个传输层中发送的信号的N_s×1传输信 号向量。即，E{s^HU^HUs}＝N。对应于N_s个传输层的N_t×1预编码向量由u₁,…,u_NS表示。然后，U＝[u₁,…,u_NS]。在这种情况下，[式12]可被表示为[式13]。

[式13]

$x=\sqrt{\frac{P_T}{N_s}}\underset{i=1}{\overset{N_s}{\Sigma }}{u}_i{s}_i$

其中，si是向量s的第i个元素。通常，可假设在不同层中发送的信号是不相关的 并且各个信号的平均大小是相同的。如果假设各个信号的平均 能量是则为了便于描述，层预编码向量的能量的总和是如[式14] 所给出的N_s。

[式14]

$\underset{i=1}{\overset{N_s}{\Sigma }}E\left\{u_i^H{u}_i\right\}=N_s$

如果要在各个层中以相同的功率发送信号，则从[式14]注意到

随着未来多天线系统(例如，大规模MIMO或大规模MIMO)的演进，天线的 数量将逐渐地增加。事实上，考虑3DMIMO环境，在LTE标准中针对eNB考虑使 用最多达64～80个Tx天线并且设计3D信道模型。大规模阵列天线可以具有以下特 征中的一个或更多个。1)在2维平面上或3维空间上分配天线的阵列。2)逻辑或物 理天线的数量大于8。(天线端口可指的是逻辑天线)。3)不止一个天线包括有源组 件，即，有源天线。但是，大规模天线阵列的定义并不局限上述1)～3)。

然而，随着天线数量的增加，导频开销和反馈开销也增加。结果，解码复杂度可 增加。由于MIMO信道矩阵H的大小随着eNB处的天线的数量而增加，所以eNB 应该向UE发送更多的测量导频，使得UE可以估计MIMO信道。如果UE将关于所 测量的MIMO信道的显式或隐式信息反馈给eNB，则反馈信息的量将随着信道矩阵 变得更大而增加。具体地讲，当如LTE系统中一样发送基于码本的PMI反馈时，天 线数量的增加导致PMI码本的大小成指数增加。因此，增加了eNB和UE的计算复 杂度。

在该环境中，可通过对总的Tx天线进行分区并且因此基于子阵列发送导频信号 或反馈来降低系统复杂度和开销。特别是从LTE标准的角度来看，可通过重用大部 分传统的导频信号、MIMO预编码方案和/或支持最多达8个Tx天线的反馈方案来支 持大规模MIMO系统。

由此看来，如果上面MIMO系统模型的各个层预编码向量被分成M个子预编码 向量，并且由u_i,1,…,u_i,M表示第i层的预编码向量的子预编码向量，则第i层的预编 码向量可被表示为$u_i={[u_{i,1}^T,u_{i,2}^T...,u_{i,M}^T]}^T.$

各个子预编码向量作为有效信道经历了包括与子预编码向量对应的分区中的Tx 天线的通过按行划分N_r×N_tMIMO信道矩阵H而获得的子信道矩阵。MIMO信道矩 阵H使用子信道矩阵表示如下。

[式15]

H＝[H₁…H_M]

如果UE基于PMI码本确定各个优选的子预编码向量，则需要用于将各个子预编 码向量归一化的操作。归一化指的是处理预编码向量的值、大小和/或相位或者预编 码向量的特定元素，以使得可以针对相同数量的Tx天线从PMI码本选择相同大小的 子预编码向量的总体操作。

例如，如果PMI码本的第一元素是0或1，则各个子预编码向量的相位和大小可 针对0或1来归一化。在下文中，假设第m分区的子预编码向量u_i,m针对α_i,m的值来 归一化，并且归一化的子预编码向量或归一化分区预编码器(NPP)为v_i,m＝u_i,m/α_i,m。 因此，考虑到基于码本的预编码，分区预编码如[式16]建模。

[式16]

$u_i={[{\alpha }_{i,1}{v}_{i,1}^T{\alpha }_{i,2}{v}_{i,2}^T...{\alpha }_{i,M}{v}_{i,M}^T]}^T$

从[式16]注意到，α_i,m的值可以被解释为从整个预编码器的角度将NPP彼此链接 的值。在下文中，这些值将被称为链接系数。因此，可以通过定义天线端口的分区的 NPP以及将NPP彼此链接的链接系数来定义用于总的Tx天线(天线端口)的预编码 方法。

第i层的M个链接系数可以被定义为向量α_i＝[α_i,1α_i,2…α_i,m]^T。这里，a_i将被称 为“链接向量”。

虽然可以说链接向量由M个值组成，针对链接向量的第一个元素归一化的其它 (M-1)个值b_i可被视为链接向量。即，其它(M-1)个NPP与第一NPP的相对差可 以被定义为如[式17]中所表达的链接向量。这是因为在许多情况下假设已经从整个预 编码向量u_i的角度将第一个元素归一化。

[式17]

$\frac{a_i}{{\alpha }_{i,1}}={[1\frac{{\alpha }_{i,2}}{{\alpha }_{i,1}}\frac{{\alpha }_{i,3}}{{\alpha }_{i,1}}...\frac{{\alpha }_{i,M}}{{\alpha }_{i,t}}]}^T={\left[1b_i^T\right]}^T$

如果各个传输层被分为相同数量的分区，则也可以定义如[式18]表示的链接矩 阵。矩阵形式的各个分区的NPP可以如[式19]定义。

[式18]

A＝[a₁…a_N，]

[式19]

V_m＝[v_1，m…v_N，m]，m＝1，…，M

通过将M×1链接向量的各个元素重复如各个分区的大小那么多次而获得的向量 被表示为扩展链接向量例如，如果对于第i层，M＝2并且第一分区和第二分区的 大小分别是3和4，则可以通过堆叠扩展链接向量 来定义扩展链接矩阵

在这种情况下，在[式20]中，整个预编码矩阵可以被表示为扩展链接矩阵与NPP 矩阵V_t之间的哈达玛(Hadamard)积(或按元素乘积)。

[式20]

其中，$V_t={[V_1^T...V_M^T]}^T,$并且矩阵运算符°表示哈达玛积。

(扩展)链接向量和(扩展)链接矩阵被统称为链接预编码器。本文使用术语预 编码器是因为(扩展)链接向量和(扩展)链接矩阵是确定Tx天线预编码器的元素。 从[式20]注意到，可配置一个链接预编码器，其不应被解释为限制本发明。例如，可 以通过链接向量a_i的额外分区来配置多个子链接向量，并且可以相应地定义子链接预 编码器。虽然在单个链接预编码器的背景下给出下面的描述，但不排除链接预编码器 分区情况。

虽然链接系数被表示为使得在相同的分区中不同的链接系数适用于不同的传输 层，但是如果以相同的方式对各个层进行分区，则可以独立于传输层来配置链接系数。 即，可以针对各个层配置相同的链接系数。在这种情况下，在链接向量之间建立了关 系a□a₁＝…＝a_N。然后，仅用M个或(M-1)个链接系数来表示链接预编码器。

MIMO预编码方案可以大体被分成闭环预编码和开环预编码。当配置MIMO预 编码器时，在闭环预编码方案中考虑发送器和接收器之间的信道。因此，需要额外开 销(例如，来自UE的反馈信号的传输或者导频信号的传输)，使得发送机可以估计 MIMO信道。如果信道被精确地估计，则闭环预编码方案优于开环预编码方案。因此， 闭环预编码方案主要用在发送机和接收机之间经历很少信道变化的静态环境(例如， 具有低多普勒扩展和低延迟扩展的环境)中，因为闭环预编码方案需要信道估计精度。 另一方面，在发送机和接收机之间经历大的信道变化的环境下，开环预编码方案优于 闭环预编码方案，因为发送机和接收机之间的信道变化与MIMO预编码方案之间没 有相关性。

如果天线端口分区的一部分或全部具有相同的尺寸，并且对应分区天线阵列具有 类似的有效信道特性，则相同的预编码方案(即，对齐部分预编码)可以应用于对应 的NPP。

图16示出了根据本发明的另一个实施方式的将对齐部分预编码应用于均匀线性 阵列(ULA)的示例。

参照图16，在具有8个天线的ULA中，第一分区(分区1)包括第1、第3、第 5和第7天线，并且第二分区(分区2)包括第2、第4、第6和第8天线。如果天线 之间的间隙是狭窄的并且在ULA周围没有许多散射体，则与链接预编码器组件对应， 除了两个分区之间的相位差以外，分区1和分区2很可能经历类似的MIMO信道。 在这种情况下，为两个分区设定相同的预编码方案。

图17示出了根据本发明的另一个实施方式的将按列对齐的部分预编码应用于方 阵列的示例。

参照图17，在N_t(＝N_{t_v}×N_{t_h})个天线按照N_{t_v}行和N_{t_h}列排列的方阵列中各个 列被设定为一个分区。如果列之间的间隙是窄的并且N_{t_v}不大，则可为所有分区设 定相同的预编码方案。然而，链接向量独立于子预编码器来设定。

图18示出了根据本发明的另一个实施方式的将按行对齐的部分预编码应用于方 阵列的示例。

参照图18，在N_t(＝N_{t_v}×N_{t_h})个天线按照N_{t_v}行和N_{t_h}列排列的方阵列中各个 行被设定为一个分区。如果行之间的间隙是窄的并且N_{t_v}不大，则为所有分区设定 相同的预编码方案。然而，链接向量独立于子预编码器来设定。

图19示出了根据本发明的另一个实施方式的将按行组对齐的部分预编码应用于 方阵列的示例。

参照图19，在N_t(＝N_{t_v}×N_{t_h})个天线按照N_{t_v}行和N_{t_h}列排列的方阵列中，包 括N行的各个行组被设定为一个分区。如果行组之间的间隙是窄的并且N_{t_v}不大， 则可为所有分区配置相同的预编码方案。然而，链接向量独立于子预编码器来设定。

如图16至图19所示，如果所有分区具有相同的尺寸，并且相同的预编码器被应 用于分区(即，v_i□v_i,1＝…＝v_i,m)，则第i层的预编码器可以被表示为链接预编码器 和子预编码器之间的克罗内克积(Kroneckerproduct)，如[式21]给出的。

[式21

$u_i={[{\alpha }_{i,1}{v}_{i,1}^T{\alpha }_{i,2}{v}_{i,2}^T...{\alpha }_{i,M}{v}_{i,M}^T]}^T={[{\alpha }_{i,1}{v}_i^T{\alpha }_{i,2}{v}_i^T...{\alpha }_{i,M}{v}_i^T]}^T=a_i\otimes v_i$

如果以相同的方式对所有传输层进行分区，则全部层的MIMO预编码器可以被 表示为M×N_s链接矩阵A与子预编码矩阵之间的Khatri-Rao 积(按列的克罗内克积)，如[式22]给出的。

[式22]

$U=[a_i\otimes v_i...a_{Ns}\otimes v_{Ns}]=A*V$

如果如图17所示在二维(2D)天线端口阵列环境中各个列被设定为一个分区， 则使用子预编码器v_i或V执行垂直波束成形(或仰角波束成形)，并且使用链接预编 码器a_i或A执行水平波束成形(或方位波束成形)。如果如图18所示在2D天线端口 阵列环境中各个行被设定为一个分区，则使用子预编码器v_i或V执行水平波束成形 (或方位波束成形)，并且使用链接预编码器a_i或A执行垂直波束成形(或仰角波束 成形)。

在如图17或图18所示的2D天线(端口)阵列环境中在行或列方向上完全对齐 的部分预编码的情况下，执行3D波束成形的预编码器可以被表示为一个子预编码器 和一个链接预编码器。使用子预编码器和链接预编码器中的一个执行垂直波束成形， 并且使用另一个预编码器执行水平波束成形。

为了支持上述闭环MIMO预编码，UE应该发送导频或者应该发送特定形式的反 馈信息。通常，由于在FDD系统中UL和DL的频带不同，所以利用UL和DL之间 的信道互异性UE发送导频并且BS估计DL信道的方法不适合。因此，生成并发送 反馈信息。反馈信息可被分成显式信息和隐式信息，考虑到反馈开销可频繁地使用隐 式信息，作为一种优选预编码器索引(PPI)。

为了支持使用隐式反馈的闭环部分预编码，可构造各个子预编码器的PPI信息和 优选链接预编码器的PPI信息作为反馈信息。各个子预编码器和链接预编码器的PPI 反馈方案可被大体分为以下两个方案。

1)从向量型码本(a₁，…，a_Ns或者v_1，m，…，v_Ns，m)选择各个传输层(或流)优选的 预编码向量索引并且反馈所选择的索引的方案。

2)从矩阵型码本(A或V_m)选择所有传输层(或流)优选的预编码矩阵索引(PMI) 并且反馈所选择的索引的方案。

比较上述方案1)和2)，在方案1)中，可更灵活地并且精确地生成反馈信息，但 是反馈信息的量可与传输层的数量成比例地增加。如果反馈信息的量根据传输层的数 量极大地变化，则在形成用于发送反馈的UL信道和传输格式方面可能存在许多困难。 因此，包括LTE的大多数通信系统根据方案2)来发送PMI型反馈。

当反馈所有或一些子预编码器和链接预编码器的PMI时，根据PMI码本的大小 来确定反馈开销。在不考虑天线端口分区的现有系统中，包括在PMI码本中的预编 码矩阵中的各行或各列的顺序没有重要含义。例如，使用包括C矩阵的PMI码本 W₁，…，W_C，并且利用各个传输层的预编码向量表示码本中的第i矩阵，如下。

[式23]

W_i＝[w_i，1…w_i，Ns]

通常，MIMO预编码器被设计为使如[式24]给出的预定成本函数f{□}最大化或最 小化。为了描述方便，[式24]示出使成本函数最小化的示例。

[式24]

$i^{*}=\underset{i}{\mathrm{argmax}}f\left\{{\mathrm{HW}}_i\right\}=\underset{i}{\mathrm{argmax}}f\left\{\underset{j=1}{\overset{N_s}{\Sigma }}{\mathrm{Hw}}_{i,j}\right\}$

这里，通过改变矩阵W_i的列的顺序而获得的置换矩阵被表示如下。

[式25]

${\hat{W}}_i=[w_{i,p\left(1\right)}...w_{i,p\left(Ns\right)}]$

其中，p(1)，…，p(Ns)表示1与N_s之间的整数的任意排列。可实现以下相关性。

[式26]

$\underset{j=1}{\overset{N_s}{\Sigma }}{\mathrm{Hw}}_{i,j}=\underset{j=1}{\overset{N_s}{\Sigma }}{\mathrm{Hw}}_{i,p\left(j\right)}$

因此，需要注意的是，即使在预编码矩阵中各个传输层的预编码向量的顺序改变， PMI的选择也不受影响。层预编码向量可根据矩阵码本被设定为预编码矩阵的各行。 然而，为了方便，假设层预编码向量被设定为预编码矩阵的各列。

如上所述，现有PMI码本中的列之间的置换没有重要含义，因此不需要具有通 过反映列之间的置换作为码本的元素而获得的预编码矩阵。即，如果PMI码本包括 W_i，则码本中不包括应用了任何置换的考虑到反馈开销，这非常合理。

现在将描述应用部分预编码的情况。当UE选择各个分区的子预编码器 V_m(m＝1，…M)和链接预编码器A的PMI时，根据是否考虑各个分区的传输层之 间的匹配选择不同的最优预编码器。例如，当M＝2时，假设分区1的PMIi、分区1 的PMIj以及链接矩阵的PMIk被选择如下。

[式27]

$\{i^{*},j^{*},k^{*}\}=\underset{\{i,j,k\}}{\mathrm{argmax}}f\left\{{\mathrm{HU}}_{i,j,k}\right\}$

如果各个层按照相同的方式分区，则可利用相关性找到最优PMI集合 {i,j,k}。在上述示例中，当M＝2时，由于所以PMIi可以是与V₁对 应的PMI，PMIj可以是与V₂对应的PMI，PMIk可以是与A对应的PMI。

如果各个PMI码本不允许现有码本所允许的列之间的置换，则从整个预编码器 的角度，可能无法容易地形成最优预编码矩阵。例如，当M＝2并且N_s＝2时，假设最 优预编码器被形成为$V_1^{*}=\left(\begin{array}{cc}{v}_{\mathrm{1,1}}& v_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right),V_2^{*}=\left(\begin{array}{cc}{v}_{\mathrm{1,2}}& v_{\mathrm{2,2}}\end{array}\right)$和$A^{*}=\left(\begin{array}{cc}{a}_{1,1}& {\alpha }_{2,1}\\ a_{1,2}& a_{2,2}\end{array}\right).$如果分区2的码 本仅包括矩阵[v_2，2v_1，2]，而不包括矩阵[v_1，2v_2，2]，则预编码器可不被优化。同样， 如果链接矩阵的码本包括矩阵$\left(\begin{array}{cc}{\alpha }_{2,1}& {\alpha }_{1,1}\\ {\alpha }_{2,2}& {\alpha }_{1,2}\end{array}\right)$或者矩阵$\left(\begin{array}{cc}{\alpha }_{1,2}& {\alpha }_{2,2}\\ {\alpha }_{1,1}& {\alpha }_{2,1}\end{array}\right),$而不包括A^*，则预编 码器可不被优化。

为了解决上述问题，对于在对多个分区的层进行预编码时的性能的优化，本发明 提出了以下方案。

<实施方式1>

在分区多层预编码环境中，子预编码器和/或链接预编码器的PMI码本包括预编 码矩阵的列或行之间的置换。

具体地讲，当子预编码器和/或链接预编码器的PMI码本包括特定矩阵W时，通 过反映矩阵W的特定列或行之间的置换而获得的矩阵$\hat{W}$也被包括在同一码本中。此 方案可优化预编码的性能，但是可能由于PMI码本的大小增加而增加反馈开销。

<实施方式2>

在分区多层预编码环境中，反馈各个子预编码器和链接预编码器中的至少一个的 层匹配信息。即，UE通过执行PMI码本中的矩阵的列(或行)之间的置换来计算一 部分或者所有子预编码器和/或链接预编码器的PMI，并且向BS反馈置换信息。

层匹配信息的示例包括：i)预编码矩阵的列或行或者层预编码器的对齐(或置换) 信息；以及ii)多个预编码矩阵的列或行之间或者层预编码器之间的匹配信息。

具体地讲，i)预编码矩阵的列或行或者层预编码器的对齐信息共同指的是指示预 编码矩阵的行或列的顺序或者层预编码器索引的顺序的信息。例如，如果基于第一子 预编码器的第m(m>1)子预编码器的PMI是从包括C矩阵的PMI码本W₁，…，W_C选择出的，则码本中的第i矩阵如上面的[式23]形成。此置换利用两行式表示如下。

[式28]

$\left(\begin{array}{cccc}1& 2& ...& N_s\\ p\left(1\right)& p\left(2\right)& ...& p\left(N_s\right)\end{array}\right)$

在这种情况下，为了找到最优第m子预编码器，UE将PMI码本中的所有矩阵及 其任意置换进行比较。除了UE所找到的最优预编码矩阵的PMI(例如，索引i)以 外，还反馈PMI的最优置换p(1)，…，p(N_s)。

可按照各种方式形成最优对齐(置换)信息。例如，可顺序地发送值 p(1)，…，p(N_s)。另选地，可选择性地仅发送关于与参考顺序(例如，从1至N_s的 顺序)相比切换了顺序的一组索引的信息。否则，可发送能够表示值p(1)，…，p(N_s) 的向量或矩阵索引。具体地讲，置换矩阵P可被定义如下。

[式29]

$P=\left(\begin{array}{c}{e}_{p\left(1\right)}\\ ·\\ ·\\ ·\\ e_{p\left(Ns\right)}\end{array}\right)$

其中e_i是1×N_s行向量，其第i元素为1，其它元素为0。实现相关性 因此，UE可找到码本中的层置换矩阵P的最优置换矩阵，并且可发送 对应索引信息作为反馈信息。

在ii)多个预编码矩阵的列或行之间或者层预编码器之间的匹配信息的情况下， 可反馈关于不同子预编码器和链接预编码器之间的匹配层的信息。例如，第一子预编 码器的第一层链接到第m(m>1)子预编码器的第i(m)层，可反馈值i(m)。即，可根 据分区的顺序反馈值i(2)、i(3)、…、i(M)和j。这里，j是指链接预编码器的层匹配信 息。

<实施方式3>

现在将描述同等地配置归一化的子预编码器的情况，即，完全对齐的部分预编码。 如上所述，所有Tx天线的预编码器被表示为对齐的子预编码器与链接预编码器之间 的克罗内克积。因此，如果上述第二实施方式应用于该情况，则应该反馈对齐的子预 编码器与链接预编码器之间的层匹配信息。因此，在分区多层预编码环境中需要考虑 对齐的子预编码器与链接预编码器之间的层匹配信息的传输。

具体地讲，层匹配信息包括对齐的子预编码器和链接预编码器的预编码矩阵的列 (或行)之间的匹配信息以及两个预编码矩阵中的一个矩阵基于另一矩阵的列(或行) 的对齐信息中的至少一个。与第一实施方式和第二实施方式的不同在于针对一个子预 编码器和一个链接预编码器执行层匹配。

对齐的子预编码器和链接预编码器的PMI中的每一个并不总是被表示为一个索 引。例如，LTE系统规定，如果BS利用总共8个Tx天线端口来发送信号，则UE 反馈两个PMI。因此，如果针对8个或更多个Tx天线端口定义对齐的子预编码器或 链接预编码器，则可使用两个或更多个PMI来表示对齐的子预编码器或链接预编码 器的偏好索引。

<实施方式4>

当上述第三实施方式应用于上面关于图16至图18描述的2D天线阵列环境时， 如果在2D天线端口阵列环境中在行或列方向上执行完全对齐的部分预编码，则用于 3D波束成形的预编码器可包括一个子预编码器和一个链接预编码器，这两个预编码 器中的一个用于垂直波束成形，而另一个用于水平波束成形。

因此，如果本发明应用于多层3D波束成形环境，则反馈垂直波束成形的PMI(以 下称作V-PMI)与水平波束成形的PMI(以下称作H-PMI)之间的层匹配信息。

这里，层匹配信息包括V-PMI和H-PMI的预编码矩阵的列(或行)之间的匹配 信息以及与两个PMI对应的两个矩阵中的一个矩阵基于另一矩阵的列(或行)的对 齐信息中的至少一个。与第一实施方式和第二实施方式的不同在于针对一个V-PMI 和一个H-PMI执行层匹配。

V-PMI和H-PMI中的每一个并不总是被表示为一个索引。例如，LTE系统规定， 如果BS利用总共8个Tx天线端口来发送信号，则UE反馈两个PMI。因此，如果 针对8个或更多个Tx天线端口定义V-PMI或H-PMI，则可使用两个或更多个PMI 来表示V-PMI或H-PMI。

用于3D波束成形的预编码器应该以这样的方式设计：发送机将传输能量集中于 3D空间中的最优方向上，因此信号的能量集中在接收机处。现在将参照图20描述针 对V-PMI和H-PMI的上述操作。

图20示出了根据本发明的实施方式的为了3D波束成形而有必要发送的各个层 的PMI。在图20中，为了3D波束成形而有必要发送的各个层的PMI由3D-PMIx表 示，x表示层索引。为了描述方便，假设秩2传输。

参照图20，3D-PMIx取决于3D无线环境，例如，UE和BS周围的散射体和反 射体。因此，如果UE仅反馈V-PMIx和H-PMIx，则最优3D-PMlx可能无法如图20 所示表示。另选地，如果UE通过将所接收的信号传送给水平域和垂直域中的每一个 来计算V-PMIx和H-PMIx，则可如图20所示计算相对于UE在完全不同于最优 3D-PMIx的方向上的一对V-PMI和H-PMI。

因此，如果各个传输层的V-PMI1和V-PMI2与H-PMI1和H-PMI2之间的匹配 信息没有被传送给BS，则BS可能将能量集中于完全不同的方向上，因此可能导致 如图20中所示的传输错误。可根据本发明实现防止该传输错误的效果。

如果根据本发明的层匹配信息的反馈应用于宽带系统，则可反馈关于整个带宽的 一条层匹配信息或者关于分割的特定频率区域(例如，子带、子载波或资源块)的多 条层匹配信息。另选地，可仅反馈关于由UE选择或者由BS指定的特定频率区域的 层匹配信息。所述频率区域可包括一个或更多个频率连续区域或者频率不连续区域。

根据本发明的层匹配信息可作为物理层信号或者高层信号被反馈。UE反馈层匹 配信息的时间和周期可不同于反馈PMI的时间和周期。UE可被配置为根据BS的请 求周期性地或者非周期性地发送层匹配信息。另选地，UE可被配置为根据需要自发 地反馈层匹配信息。

另外，UE可被配置为仅在满足特定条件的情况下才反馈层匹配信息。例如，UE 可被配置为仅在发送秩为2或以上的情况下才反馈层匹配信息。另选地，UE可被配 置为仅在UE所优选的层匹配不同于参考层匹配的情况下才反馈层匹配信息。这里， 如果按照预编码矩阵的列(或行)的顺序执行匹配，参考层匹配的示例可以是 p(i)＝i(i＝1，…，N_s)。

另外，本发明的层匹配信息可通过从开销的角度限制所有可能的匹配关系当中的 一部分层匹配关系来生成。另外，在限制匹配关系时，可考虑诸如层数(N_s)、总传 输天线的数量、子预编码器的传输天线的数量或者系统带宽(或者子带的数量)的参 数，因为可作为反馈信息发送的比特数可受到限制。

例如，如果应该在N比特内生成层匹配信息，而不管层数如何，则当层匹配关 系的总数增加时，可能的层匹配关系必须被限制为总层匹配关系的部分。

又如，通过考虑增益与总反馈开销，层匹配信息的大小可与层数成反比地设计。 在这种情况下，当秩较低时报告层匹配信息作为反馈信息，但是当秩较高时不报告层 匹配信息。即，当秩较高时，可使用参考层匹配信息。与根据第一实施方式的PMI 码本扩展方案相比，根据第二实施方式至第四实施方式的层匹配信息反馈方法可更容 易地控制反馈开销并且可实现更小的PMI码本。

图21是根据本发明的实施方式的通信设备的框图。

参照图21，通信设备2100包括处理器2110、存储器2120、RF模块2130、显示 模块2140以及用户接口(UI)模块2150。

为方便描述，通信设备2100被示出为具有图21所示的配置。可以向通信设备 2100中添加一些模块或者从通信设备2100省略一些模块。此外，通信设备2100的 模块可被分成更多模块。处理器2110被配置成执行之前参照附图描述的根据本发明 的实施方式的操作。具体地讲，对于处理器2110的详细操作，可以参照图1至图20 的描述。

存储器2120连接到处理器2110，并且存储操作系统(OS)、应用、程序代码、 数据等。连接到处理器2110的RF模块2130将基带信号上变频为RF信号或者将RF 信号下变频为基带信号。为此，RF模块2130执行数模转换、放大、滤波以及上变频， 或者反向地执行这些处理。显示模块2140连接到处理器2110，并且显示各种类型的 信息。显示模块2140可以被配置为(但不限于)诸如液晶显示器(LCD)、发光二极 管(LED)显示器和有机发光二极管(OLED)显示器的已知组件。UI模块2150连 接到处理器2110，并且可利用已知的用户接口(例如，键区、触摸屏等)的组合来 配置。

上述的本发明的实施方式是本发明的元件和特征的组合。除非另外说明，这些元 件或特征可被认为是选择性的。各个元件或特征可以被实现而不需要与其它元件或特 征组合。此外，可以通过将部分元件和/或特征组合来构造本发明的实施方式。可以 重新布置本发明的实施方式中描述的操作顺序。任一个实施方式的一些构造可被包括 在另一实施方式中，并且可以用另一实施方式的对应构造来代替。对于本领域技术人 员来说显而易见的是，在所附权利要求书中彼此未明确引用的权利要求可以作为本发 明的实施方式组合地呈现或者通过在提交申请之后的后续修改作为新的权利要求而 被包括。

被描述为由BS执行的特定操作可以由BS的上级节点执行。即，显而易见的是， 在由包括BS的多个网络节点组成的网络中，可以由BS或者BS以外的网络节点执 行为了与UE通信而执行的各种操作。术语“BS”可以替换为术语“固定站”、“节点 B”、“演进节点B(eNodeB或eNB)”、“接入点(AP)”等。

可以通过各种方式(例如，硬件、固件、软件或它们的组合)实现本发明的实施 方式。在硬件配置中，根据本发明的示例性实施方式的方法可以通过一个或更多个专 用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编 程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微 处理器等来实现。

在固件或软件配置中，可按照模块、过程、函数等的形式实现本发明的实施方式。 软件代码可以存储在存储器单元中，并且由处理器执行。存储器单元位于处理器的内 部或外部，并且可以经由各种已知的手段向处理器发送数据以及从处理器接收数据。

工业实用性

上面将用于无线通信系统中的多层三维(3D)波束成形的层对齐方法和设备描 述为应用于第三代合作伙伴计划长期演进(3GPPLTE)系统，但是其也适用于3GPP LTE系统以外的各种无线通信系统。另外，本发明涉及大规模天线阵列，但是适用于 任何天线阵列结构。

本领域技术人员将理解，在不脱离本发明的精神和基本特性的情况下，本发明可 按照这里阐述的特定方式以外的其它特定方式来执行。上述实施方式因此在所有方面 都应理解为说明性的而不是限制性的。应该通过所附权利要求和它们的法定等同物而 不是通过上述描述来确定本发明的范围，并且在所附权利要求的含义和等同范围内的 所有变化旨在被包括于其中。