可频率切换调制的全数字功率因数校正电路

摘要

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种可频率切换调制的全数字功率因数校正电路。本发明的技术方案包括Boost功率变换器、采样/转换电路和控制电路；其中，控制电路包括电压环路补偿模块、数值计算模块、电流环路补偿模块、PWM模块、频率切换调制(SFM)模块和栅驱动模块。本发明的有益效果为，可以不需要电流采样电路对Boost变换器的负载电流进行实时监测，而可以根据负载变化情况调节开关频率，确保PFC变换器在轻载情况下保持工作在CCM下，使得PFC变换器在全负载情况下获得高功率因数，低THD。

说明书

技术领域

本发明属于电子电路技术领域，具体的说涉及一种可频率切换调制的全数字功率因数校 正电路。

背景技术

功率因数校正器(PFC)的基本目标是保证输入电流能与输入电压保持同频同相关系， 用公式表示为iL＝vinGin。其中iL是在一个开关周期Ts内的平均电流，vin为整流后的输入 电压，Gin为输入导纳。简单的结构和良好的动态特性使得Boost拓扑成为最为普遍的PFC 拓扑结构。很多关于BoostPFC的控制方法被提出，其中主要包括平均电流法、峰值电流法 和滞环控制法等。其中平均电流法因为其控制精确，环路稳定性好等优点得到了广泛应用。 平均电流式PFC控制电路采用双环控制：外环输出电压反馈构成电压环，提高了输出电压的 稳定性；内环电感电流反馈则构成电流环，它通过调节主电路直流变换器的占空比,使电感电 流跟随电压变化，同时提高瞬态响应速度，增强控制精度。其控制过程为：输出电压经电压 误差放大器，整流后的网侧电压经采样环节和网侧电流，送入乘法器，输出电流基准信号Im(呈 整流后半正弦波形式)并送入电流误差放大器，电流误差放大器另一输入为电感电流采样信 号，由于电流误差放大器为二阶无差系统，此两信号经电流误差放大器及其补偿网络进行运 算后，迫使电感电流跟随Im波形。

虽然平均电流式控制PFC有诸多优点，但它的应用还是主要局限在模拟控制领域。如今 数字电源因为其相比模拟电源有控制精确高、可控因素较多、反应速度更快等优点成为技术 研究和商业应用的焦点。

另一方面，一般的PFC控制器的原理决定了其通常只能应用于CCM模式。采用设计为 工作在CCM下的，固定开关频率的PFC变换器在轻负载情况下有可能进入DCM。当PFC 变换器进入DCM模式时，其环路小信号模型会发生变化，从而影响输入电源的功率因数和 THD。具体的说，在额定负载下，PFC变换器工作在CCM；当负载下降到一定程度，在一个 整流后输入电压vin半波周期内，当vin值较低或接近波谷时，PFC变换器工作于DCM；当 vin值较高或接近波峰时，PFC变换器工作于CCM；这种在一个vin半波周期内PFC变换器 工作在不同的电感电流导通模式被称为混合导通模式(MCM)；MCM下输入电源的功率因数 值较CCM下会下降，谐波失真(THD)会提高。当负载继续下降，PFC变换器会在一个vin 半波周期内保持DCM；DCM下PFC变换器会基本没有功率因数校正的功能。本发明提出的 可频率切换调制方法可以自动检测PFC的负载情况并切换或保持开关频率从而保证PFC一直 保持工作在CCM下，使得PFC在轻负载下仍能保持高的功率因数和低的THD。

发明内容

本发明所要解决的，就是针对上述问题提出一种可频率切换调制的全数字单周期PFC方 案。PFC变换器在低负载下进入MCM或者DCM的原因在于一个开关周期结束以前PFC变换器 的能量传输已经完成；本发明避免此现象的方法在于在低负载情况下减小PFC变换器的开关 周期，即增加开关频率。本发明中PFC控制器能通过电压环路补偿模块得到电路等效输入导 纳Gin从而自动识别PFC的负载情况，并自动判断PFC在此时所应保持或切换的开关频率， 从而使得PFC在全负载范围内工作在CCM下，保持高功率因数和低THD。本发明采用前沿三 角波PWM调制的数字PFC控制器在一个固定的，等于开关频率的时钟作用下利用低速，廉价 ADC直接采样电感电流的平均值iL。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

可频率切换调制的全数字功率因数校正电路，如图1所示，包括Boost功率变换器、采 样电路、控制电路和转换电路；

所述Boost功率变换器由整流桥、滤波电容C1、功率NMOS管、续流二极管、电感和输 出电容C2构成；所述采样电路由第一电阻R1、第二电阻R2和第三电阻R3构成；整流桥的 第一输出端通过电感后接续流二极管的正极；续流二极管的负极接输出端电容C2的一端；续 流二极管与输出端电容C2的连接点依次通过第一电阻R1和第二电阻R2后接输出电容C2的 另一端、第三电阻R3的一端和功率NMOS管的源极；电感与续流二极管的连接点接功率NMOS 管的漏极；整流桥的第一输出端通过滤波电容C1后接整流桥的第二输出端和第三电阻R3的 另一端；

所述转换电路包括输入电压采样模块、输出电压转换器、输入电流转换器和输入电压转 换器；输入电压采样模块的输入端接整流桥与电感的连接点，其第一输出端输出输入电压到 输入电压转换器的第一输入端，其第二输出端接输出输入电压有效值到输入电压转换器的第 二输入端；输入电压转换模块的第一输出端输出数字化输入电压，其第二输出端输出数字化 输出电压有效值；输入电流转换器的输入端接滤波电容C1与第三电阻R3的连接点，其输出 端输出数字化电流信号；输入电压转换器的输入端接第一电阻R1和第二电阻R2的连接点， 其输出端输出数字化电压信号；

所述控制电路包括电压环路补偿模块、数值计算模块、电流环路补偿模块、PWM模块、 频率切换调制模块和栅驱动模块；

所述电压环路补偿模块包括第一减法器和电压环路补偿电路；所述第一减法器的减数输 入接输入电压转换器输出的数字化电压信号，其被减数输入端接固定电压值，其输出端接电 压环路补偿电路；

所述数值计算模块为乘法器；所述乘法器的第一输入端接输出电压转换器的第一输出端， 其第二输入端接输出端电压转换器的第二输出端，其第三输入端接电压环路补偿模块的输出 端；

所述电流环路补偿模块包括第二减法器和电流环路补偿电路；所述第二减法器的被减数 输入端接乘法器的输出端，其减数输入端接输入电流转换器的输出端，其输出端接电流环路 补偿电路的输入端；

所述PWM模块包括由同步低速时钟控制的第一DPWM模块、由同步高速时钟控制的第 二DPWM模块和多路复用器；第一DPWM模块的输入端接电流环路补偿电路的输出端，其 输出端接多路复用器的第一输入端；第二DPWM模块的输入端接电流环路补偿电路的输出 端，其输出端接多路复用器的第二输入端；多路复用器的第三输入端接频率切换调制模块的 输出端，其输出端接栅驱动模块的输入端；栅驱动模块的输出端接功率NMOS管的栅极；频率 切换调制模块的输入端接电压环路补偿电路的输出端。

本发明的有益效果为，不需要电流采样电路对Boost变换器的负载电流进行实时监测， 而可以根据负载变化情况调节开关频率，确保PFC变换器在轻载情况下保持工作在CCM下， 使得PFC变换器在全负载情况下获得高功率因数，低THD。

附图说明

图1是具有频率切换调制的全数字功率因数校正电路结构示意图；

图2是具有频率切换调制的全数字控制电路的结构示意图；

图3是三角波调制及其平均电感电流采样方式示意图；

图4是SFM典型状态机示意图。

具体实施方式

下面结合附图，详细描述本发明的技术方案：

如图1所示，本发明的具有PWM的具有频率切换调制的全数字单周期PFC方案，包括 Boost功率变换器，采样/转换电路和控制电路；

所述Boost功率变换器由整流桥KB、滤波电容C1、功率NMOS管S、二极管D、电感 L和输出电容C2构成；其中，L的一端输入接经过整流桥KB的输出端和滤波电容C1的一 端，另一端接功率NMOS管S的漏极和二极管D的正极；功率NMOS管S的源极接地，栅 极由控制模块输出的PWM信号控制；输出电容C2的一端接二极管D的负极，另一端接地； 输出电容C2与负载并联；R1、R2与负载、输出电容C2并联作输出电压Vo检测采样用；输 入电压采样模块作为输入电压有效值vinrms和输入电压vin检测采样用；连接在整流桥KB 和功率NMOS管S的源极之间做输入电流iin检测采样用。

所述采样/转换电路包括输入电压采样电路、输出电压Vo转换器ADC1、输入电流iin转 换器ADC2和输入电压vin转换器ADC3。输入电压采样模块作为输入电压有效值vinrms和 输入电压vin检测采样用；电阻R1、电阻R2分压后的输出电压Voad经过ADC1检测采样得 到数字量D_Voad；ADC2检测采样电阻R3上的电压得到一个开关周期内的电感平均电流数 字量D_iL。不论PFC变换器工作哪种负载情况，也不论PFC变换器工作在哪种开关频率， ADC2输入电流转换器的时钟频率时钟始终等于PFC变换器的开关频率。ADC3采样保持输 入电压采样电路采样后的输入电压vin和输入电压有效值vinrms，得到相应的数字量D_vin 和D_vinrms。

如图2所示，控制电路包括输出电压差分模块、数值计算模块、电压环路补偿模块、PWM 模块、频率切换调制(SFM)模块和栅驱动模块。

所述电压环路补偿模块包含一个被减数为固定值Vref的减法器，这个固定值Vref作为输 出电压的参考值与经过ADC1检测采样到的输出电压反馈信号D_Voad做减法得到值Voe并 送入电压环路补偿电路；Voe经过电压环路补偿电路以后得到等效输入导纳值Gin，同时保证 PFC变换器的电压环路达到稳定，并有良好的动态响应特性。

所述数值计算模块的主要功能是计算出输入电流的参考信号iref。经过电压环路补偿模块 计算出的等效输入导纳值Gin与输入电压转换器ADC3得到的D_vin相乘，再除以输入电压 的有效值平方D_v2inrms，得到结果iref为输入电流的参考信号iref。

所述电压环路补偿模块将电流的参考信号iref和采样的电感平均电流D_iL做差以后得到 的电流误差信号ie，ie经过电流环路补偿模块以后得到占空比d，同时保证PFC变换器的电 流环路达到稳定，并有良好的动态响应特性。

所述PWM模块由同步低速时钟控制的DPWM模块DPWM1，同步高速时钟控制的 DPWM模块DPWM2和多路复用器Mux组成；DPWM1和DPWM2均可以将除法器模块Div 输出的占空比信号转换为相应开关周期内的脉冲宽度调制电平输出；同步低速时钟控制的 DPWM1输出较低的开关频率，而同步高速时钟控制的DPWM2输出较高的开关频率。多路 复用器Mux接收SFM模块的信号决定输出哪一路DPWM模块输出的PWM电平信号；同时 Mux接收SFM模块的信号也决定了输出哪一路DPWM模块输出的PWM信号作为ADC2的 转换信号的时钟频率。

所述SFM模块用于检测、判断变换器实时的负载情况并控制开关频率切换或者保持。等 效输入导纳Gin的值和变化趋势为SFM判断变换器负载情况的基础；当变换器处于重负载时， SFM模块会利用同步低速时钟控制DPWM1作为控制器的PWM模块，输出较低的开关频率； 当变换器处于轻负载时，SFM模块会利用同步高速时钟控制的DPWM2作为控制器的PWM 模块，输出较高的开关频率。

所述栅驱动模块用于从PWM信号到驱动功率管大电压的电平位移作用。

如图3所示，所述前沿三角波脉冲宽度调制示意图；在一个开关周期内，开关管在一个 开关周期内t＝0时刻开启；开关管在t＝dTs/2时刻关断一直到此开关周期t＝(1-d/2)Ts时刻；开 关管在t＝(1-d/2)Ts时刻开启一直到此开关周期t＝Ts时刻即此开关周期结束；如果在前沿PWM 方式下，在每个开关周期t＝0时刻(或者t＝Ts时刻)使用数模转换器采样电感电流的值，那 么这个值就等于一个开关周期内的输入电流平均值iL。利用三角波脉冲宽度调制对于获得平 均输入电流的优点在于能够利用简单的电流检测电路和低速数模转换器在一个固定频率(开 关频率)下直接获得输入平均电流。

如图4所示，SFM典型状态机示意图；Mode表示PFC变换器所处的开关频率；当Mode＝1 时表示PFC变换器处于高开关频率下，当Mode＝0时表示PFC变换器处于低开关频率下； Mode_flag表示在当前开关频率下PFC变换器是否处于稳定状态；当Mode_flag＝1时表示PFC 变换器处于稳定状态，当Mode_flag＝0时表示PFC变换器处于不稳定状态；Counter3是负载 阶跃状态计数器；设G1为PFC变换器在稳态工作的等效输入导纳的最大值，G2为PFC变 换器在稳态工作的等效输入导纳的最小值；当Gin>G1或者Gin<G2时，每一个开关周期 Counter3增加1；当计数器Counter3溢出时，Mode_flag置0,Mode翻转；当Counter4不为0 时Counter3置0；Counter4是稳定状态计数器；当G2<Gin<G1时，每一个开关周期Counter4 增加1；当计数器Counter4溢出时，Mode_flag置1,Mode不变；当Counter3不为0时Counter4 置0；Counter5是初始化状态计数器；因为控制器的程序是默认Mode＝1即置为高开关频率下， 当Gin<G2时，每一个开关周期Counter5增加1；当计数器Counter5溢出时，Mode_flag置 0,Mode翻转；其他情况下Counter5均置为0。