基于互补型电流源和时分复用输出的四通道功能电刺激装置

摘要

一种基于互补型电流源和时分复用输出的四通道功能电刺激装置，包括：主控处理器电路、多路复用器及分别连接于多路复用器输出端的第一输出通道、第二输出通道、第三输出通道、第四输出通道，所述主控处理器电路对外部输入的触发通道信号处理并产生通道选择信号，用于控制多路复用器的选通，所述主控处理器电路还根据外部输入的触发通道信号和外部输入的幅度控制信号产生原始通道刺激小信号，所述四通道功能电刺激装置还包括刺激电路驱动级和H型桥，所述刺激电路驱动级包括压控电流源和互补型电流源，所述互补型电流源包括镜像电流源和镜像电流漏。本发明用于使用功能电刺激治疗瘫痪患者肢体运动功能重建相关的科研和临床实验中。

说明书

技术领域

本发明属于功能电刺激装置，特别是一种采用互补型电流源和时分复用输出 的脉冲触发式四通道功能电刺激装置。

背景技术

神经功能电刺激和神经肌肉电刺激都是利用人工预先设定格式的编码序列 刺激支配肌肉的神经或神经肌肉接头，从而使肌肉收缩和关节运动达到完成肢体 运动的目的。因此使用功能电刺激可以对脑卒中患者的偏瘫肢体进行康复治疗。 自1961年设计出世界上第一个功能电刺激系统并用于矫正足下垂以来，科研人 员陆续设计出一系列功能电刺激系统用于提高患者运动功能。

功能电刺激按照刺激脉冲施加到皮肤的激励源方式，可以分为恒压刺激和恒 流刺激。由于神经元膜电位去极化程度与注入电荷直接相关，电极与皮肤组织间 的阻抗是随时间变化的一个量，并且皮肤组织具有电容性成分，所以在体表刺激 应用中，电流刺激比电压刺激使用更普遍。在使用恒流电刺激进行运动功能康复 时需要注意三个问题：一是上下肢粗大肌肉恢复需要大电流输出，要求电路具有 高电压工作范围；二是长时间使用单极性的刺激脉冲会使电荷积累，对皮肤组织 产生伤害；三是需要产生一个相对舒服和高效的肌肉收缩动作。目前，国内外针 对实现高电压工作范围和双相电荷平衡要求提出有以下几种恒流刺激电路结构： 第一种是使用基于功率平衡变压器结构。这种结构可以实现恒流刺激，但由于变 压器线圈匝数比固定，输出电流幅度的变化范围小、难以同时获得大电流和高电 压。并且变压器本身体积大，对外有电磁干扰，其电感与寄生电容造成的瞬态电 压和电流变化还会影响生物电信号探测和记录；第二种结构是使用电感与电容无 源器件谐振获取较高能量脉冲，该电路结构可以替代变压器减小电路体积，同时 可产生双相电荷平衡脉冲，但受限于放电回路中的阻容，刺激波形不能任意设置； 第三种是使用豪兰德(Howland)电压转电流电路结构，该结构可以生成任意双 相电荷平衡波形且实现输入电压到输出电流的线性变换。但该电路结构需要使用 高精度匹配电阻，容易造成自激振荡，且运放启动电流大、静态功耗高，芯片耐 压范围低，导致输出刺激脉冲电压和电流限幅。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有技术中的不足，提出一种基于互补型电流源 和时分复用输出的四通道功能电刺激装置，以实现高电压输出工作范围、双相电 荷平衡和隔离输出的四通道脉冲触发输出，有效减小核心刺激电路面积，节约体 积和成本，减小相邻刺激通道电极间的漏电流，并能降低对皮肤组织的伤害。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于互补型电流源和时分复用输出的四通道功能电刺激装置，包括：

主控处理器电路、多路复用器及分别连接于多路复用器输出端的第一输出通 道、第二输出通道、第三输出通道、第四输出通道，

所述主控处理器电路对外部输入的触发通道信号处理并产生通道选择信号， 用于控制多路复用器的选通，所述主控处理器电路还根据外部输入的触发通道信 号和外部输入的幅度控制信号产生原始通道刺激小信号，

所述四通道功能电刺激装置还包括刺激电路驱动级和H型桥，

所述刺激电路驱动级包括压控电流源和互补型电流源，所述互补型电流源包 括镜像电流源和镜像电流漏，镜像电流源的参考电流端与压控电流源的电流输入 端连接，镜像电流漏的参考电流端与压控电流源的电流输出端连接，主控处理器 电路产生的原始通道刺激小信号作为压控电流源的电压输入控制信号经过压控 电流源产生用于控制镜像电流源和镜像电流漏的参考电流，所述镜像电流源根据 参考电流产生源电流并于源电流端输出，镜像电流漏根据参考电流产生灌电流并 于灌电流端输入，

所述H型桥的一个桥臂中点与所述的互补型电流源中镜像电流源的源电流端 连接，H型桥的另一个桥臂中点与所述的互补型电流源中镜像电流漏的灌电流端 连接，H型桥桥臂的一端与所述的多路复用器中各输出通道的一端相连接，H型 桥桥臂的另一端与所述的多路复用器中各输出通道的另一端相连接，镜像电流源 为H型桥提供互补型电流中的源电流，镜像电流漏为H型桥提供互补型电流中 的灌电流，主控处理器电路通过控制H型桥的两个桥臂开关的选通产生双相电 流脉冲，H型桥经过主控处理器电路控制多路复用器，在选通相应通道完成功能 电刺激脉冲的产生。

所述镜像电流源和镜像电流漏的晶体管分别使用集电极-发射极耐压范围为 正负350V的PNP型三极管2N6520和NPN型2N6517，但不限于此类型号三极 管。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

1、本发明由于采用镜像电流源和镜像电流漏组成的互补型电流源，其输出 电流大小相等，电流流向相反，镜像电流源的源电流等于镜像电流漏的灌电流， 当刺激电路驱动级通过四通道时分复用双相脉冲输出电路连接到刺激通道电极 时，可以确保流入该刺激通道电极电流等于流出该刺激通道电极电流，从而有效 减小相邻刺激通道电极间的漏电流；采用压控电流源与H型桥产生双相平衡刺 激脉冲，其中压控电流源负责精确设定刺激脉冲电流大小，H型桥产生双相刺激 脉冲，通过产生正负双相平衡脉冲，可以使电极与皮肤组织电荷保持平衡，避免 电荷在电极与周围组织间堆积产生直流电流，对皮肤组织产生伤害，同时采用耐 高压三极管组成的镜像电流源和镜像电流漏，可以保证刺激装置具有高电压工作 范围，从而可以产生一个相对舒服和高效的肌肉收缩动作。

2、本发明中主控处理器电路可以使用队列控制算法，使用通道优先级的方 式解决多通道同时触发时通道输出选择冲突问题，并控制高压模拟开关组成的四 通道时分复用双相脉冲输出电路，从而使刺激装置分时复用输出四个通道刺激脉 冲。

3、本发明实施例中由于使用一个高压模拟开关芯片MAX14803实现四通道 时分复用双相脉冲输出电路，包括4个高压模拟开关组成的H型桥电路和12个 高压模拟开关组成的多路复用器，并利用主控处理器电路进行控制，可以有效减 小核心刺激电路面积，节约了体积和成本。

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

图1为本发明整体软硬件结构框图；

图2为本发明刺激电路驱动级硬件结构框图

图3为本发明刺激电路驱动级的实施例电路原理图；

图4为本发明H型桥与多路复用器的电路连接示意图；

图5为本发明主控处理器电路运行的队列控制算法示意图；

图6为本发明时分复用控制通道输出脉冲时序示意图。

具体实施方式

一种基于互补型电流源和时分复用输出的四通道功能电刺激装置，包括：

主控处理器电路1、多路复用器32及分别连接于多路复用器32输出端的第 一输出通道、第二输出通道、第三输出通道、第四输出通道，

所述主控处理器电路1对外部输入的触发通道信号处理并产生通道选择信 号，用于控制多路复用器32的选通，所述主控处理器电路1还根据外部输入的 触发通道信号和外部输入的幅度控制信号产生原始通道刺激小信号，

所述四通道功能电刺激装置还包括刺激电路驱动级2和H型桥31，

所述刺激电路驱动级2包括压控电流源21和互补型电流源22，所述互补型 电流源22包括镜像电流源221和镜像电流漏222，镜像电流源221的参考电流 端与压控电流源21的电流输入端连接，镜像电流漏222的参考电流端与压控电 流源21的电流输出端连接，主控处理器电路1产生的原始通道刺激小信号作为 压控电流源21的电压输入控制信号经过压控电流源21产生用于控制镜像电流源 221和镜像电流漏222的参考电流，所述镜像电流源221根据参考电流产生源电 流并于源电流端输出，镜像电流漏222根据参考电流产生灌电流并于灌电流端输 入，所述镜像电流源221和镜像电流漏222的晶体管分别使用集电极-发射极耐 压范围为正负350V的PNP型三极管2N6520和NPN型2N6517，但不限于此类 型号三极管，

所述H型桥31的一个桥臂中点与所述的互补型电流源22中镜像电流源221 的源电流端连接，H型桥31的另一个桥臂中点与所述的互补型电流源22中镜像 电流漏222的灌电流端连接，H型桥31桥臂的一端与所述的多路复用器32中各 输出通道的一端相连接，H型桥31桥臂的另一端与所述的多路复用器32中各输 出通道的另一端相连接，镜像电流源221为H型桥31提供互补型电流中的源电 流，镜像电流漏222为H型桥31提供互补型电流中的灌电流，主控处理器电路 1通过控制H型桥31的两个桥臂开关的选通产生双相电流脉冲，H型桥31经过 主控处理器电路1控制多路复用器32，在选通相应通道完成功能电刺激脉冲的 产生。

在本实施例中，所述的压控电流源21包括第一运算放大器211、第一耦合 三极管212、串联电阻213、第二运算放大器214、第二耦合三极管215和去运 放漂移电路216，第一运算放大器211的正相输入端与主控处理器电路1用于接 收原始通道刺激小信号，第一运算放大器211的反相输入端同时与第一耦合三极 管212的集电极和串联电阻213的一端连接，第一运算放大器211的输出端与第 一耦合三极管212的基极连接，第一耦合三极管212的集电极与镜像电流源221 的参考电流端连接并作为压控电流源21的输入电流端，第二运算放大器214的 正相输入端与去运放漂移电路216相连接，第二运算放大器214的反相输入端同 时与第二耦合三极管215的集电极和串联电阻213的另一端连接，第二运算放大 器214的输出端与第二耦合三极管215的基极连接，第二耦合三极管215的集电 极与镜像电流漏222的参考电流端连接并作为压控电流源21的输出电流端，主 控处理器电路1产生的原始通道刺激小信号经过第一运算放大器211和第一耦合 三极管212，为串联电阻213与第一耦合三极管212集电极相连接一端提供稳定 跟随电压信号，去运放漂移电路216为第二运算放大器214提供去除漂移的地电 压信号，第二运算放大器214和第二耦合三极管215为串联电阻213与第二耦合 三极管215集电极相连接一端提供稳定的零值电压信号，串联电阻213及其上的 电压用于确定压控电流源21的输入和输出电流。

所述镜像电流源221和镜像电流漏222的晶体管分别使用集电极-发射极耐 压范围为正负350V的PNP型三极管2N6520和NPN型2N6517，但不限于此类 型号三极管。

以下参照附图对本发明作进一步详细描述。

参照图1，本发明包括：主控处理器电路1、刺激电路驱动级2、H型桥31、 多路复用器32及分别连接于多路复用器32输出端的第一输出通道、第二输出通 道、第三输出通道、第四输出通道。主控处理器电路1内部数字模拟转换器11 与刺激电路驱动级2连接，主控处理器电路1根据外部输入的触发通道信号和外 部输入的幅度控制信号，由其内部的数字模拟转换器11产生原始通道刺激小信 号，刺激电路驱动级2利用接收到的刺激小信号经过处理输出高压单相刺激电流 脉冲，并将该高压单相刺激电流脉冲与H型桥31连接，主控处理器电路1产生 H型桥电路控制信号，用于控制H型桥31产生高压双相刺激电流脉冲，H型桥 31输出的双相刺激电流脉冲与多路复用器32的输入端连接，主控处理器电路1 对外部输入的触发通道信号处理并产生通道选择信号，用于控制多路复用器32 的选通，H型桥31产生的高压双相刺激电流脉冲与经过多路复用器32选通后的 输出通道直接连接，高压双相刺激电流经过该输出通道的一个电极流入皮肤，并 经输出通道的另一个电极流回刺激装置，完成整个刺激功能。此实施例采用锂电 池为整个装置提供供电电源，电池电压为12V但不限于12V，电量为3000mAh 但不限于3000mAh。主控处理器电路1实施例中选择处理器型号为 STM32F103ZET6，但不限于此型号处理器。在H型桥31和多路复用器32的实 施例中，由主控处理器电路1控制单个高压模拟开关芯片MAX14803实现，但 不限于高压模拟开关芯片MAX14803实现。

参照图2，刺激电路驱动级2包括压控电流源21和互补型电流源22，互补 型电流源22包括镜像电流源221和镜像电流漏222，镜像电流源221的参考电 流端与压控电流源21的电流输入端连接，镜像电流漏222的参考电流端与压控 电流源21的电流输出端连接，主控处理器电路1产生的原始通道刺激小信号作 为压控电流源21的电压输入控制信号，经过压控电流源21可产生用于控制镜像 电流源221和镜像电流漏222的参考电流，镜像电流源221根据该参考电流产生 源电流并于源电流端输出，镜像电流漏222根据该参考电流产生灌电流并于灌电 流端输入。

参照图3，在本实施例中，压控电流源21包括第一运算放大器211、第一耦 合三极管212、串联电阻213、第二运算放大器214、第二耦合三极管215和去 运放漂移电路216，第一运算放大器211的正相输入端与主控处理器电路1用于 接收原始通道刺激小信号，第一运算放大器211的反相输入端同时与第一耦合三 极管212的集电极和串联电阻213的一端连接，第一运算放大器211的输出端与 第一耦合三极管212的基极连接，第一耦合三极管212的集电极与镜像电流源 221的参考电流端连接并作为压控电流源21的输入电流端，第二运算放大器214 的正相输入端与去运放漂移电路216相连接，第二运算放大器214的反相输入端 同时与第二耦合三极管215的集电极和串联电阻213的另一端连接，第二运算放 大器214的输出端与第二耦合三极管215的基极连接，第二耦合三极管215的集 电极与镜像电流漏222的参考电流端连接并作为压控电流源21的输出电流端， 主控处理器电路1产生的原始通道刺激小信号经过第一运算放大器211和第一耦 合三极管212，为串联电阻213与第一耦合三极管212集电极相连接一端提供稳 定跟随电压信号，去运放漂移电路216为第二运算放大器214提供去除漂移的地 电压信号，第二运算放大器214和第二耦合三极管215为串联电阻213与第二耦 合三极管215集电极相连接一端提供稳定的零值电压信号，串联电阻213及其上 的电压用于确定压控电流源21的输入和输出电流。在理想情况下，由第二运算 放大器214和第二耦合三极管215组成的跨导放大器输出虚地，即V_B为0V，同 时第一耦合三极管212发射极电压V_A强制跟随输入电压V_DAC；去运放漂移电路 216由电阻R_off与电容C_off组成，用于去除运放漂移，即当主控处理器电路1中 的数字模拟转换器11输出电压V_DAC等于0时，保证第一耦合三极管212发射极 电压V_A等于0；根据上述可知，当V_DAC大于0时，流经第一耦合三极管212和 第二耦合三极管215基极电流相对于流经集电极-发射极电流可以忽略不计，所 以流经串联电阻213的电流I_e可用以下进行精确设定。

其中，Re为串联电阻213的阻值。互补型电流源22包括镜像电流源221和镜像 电流漏222，用于产生高压、恒流输出的隔离刺激脉冲。在实施例中，三极管 Q₄、Q₅和Q₆组成威尔逊电流镜，三极管Q₇、Q₈和Q₁₀组成另外一个威尔逊电流 镜，为了增强威尔逊电流镜对工作温度的稳定度和可靠性，加入电阻R₁与R₂和 R₃与R₄以及以二极管连接方式的三极管2211和2221，以构成改进的威尔逊电 流镜。其中，电阻R₁连接三极管Q₄的发射极与高压正向电源HV+，电阻R₂连 接三极管Q₆的发射极与高压正向电源HV+，电阻R₃连接三极管Q₈的发射极与 高压负向电源HV-，电阻R₄连接三极管Q₁₀的发射极与高压负向电源HV-，三极 管2211的发射级与三极管Q₄的集电极连接，三极管2211的集电极与其基极连 接构成二极管连接方式，并与压控电流源21的第一耦合三极管212集电极连接， 从三极管2211流出的电流等于压控电流源21的电流I_e，所以由三极管Q₄、Q₅ 和Q₆以及二极管连接方式的三极管Q₃组成的改进型威尔逊电流镜构成镜像电流 源221，其产生的源电流I_source与电流I_e近似一致；同理，三极管2221的发射级 与三极管Q₁₀的集电极连接，三极管2221的集电极与其基极连接构成二极管连 接方式，并与压控电流源21的第二耦合三极管215集电极连接，从三极管2221 流入的电流等于压控电流源21的电流I_e，所以由三极管Q₇、Q₈和Q₁₀以及二极 管连接方式的三极管Q₉组成的改进型威尔逊电流镜构成镜像电流漏222，其产 生的漏电流I_sink与电流Ie近似一致。理想情况下，即所有三极管的电流增益β_F相同，则改进的威尔逊电流镜的输出有如下公式：

另外，使用改进的互补威尔逊电流镜可以为刺激电路驱动级2提供高输出电压范 围V_OUT，其计算公式为

V_OUT＝HV-I_OUT×R-2V_CEsat(3)

其中，HV为高压正向HV+和高压负向供电电源HV-电压绝对值，I_OUT为互补威 尔逊电流镜输出电流，R表示电阻R₁、R₂和R₃、R₄的电阻阻值，此处为10Ω但 不限于10Ω，V_CEsat为高压三极管的集电极-发射极饱和电压。在本实施例中，压 控电流源21、镜像电流源221和镜像电流漏222的晶体管分别使用集电极-发射 极耐压范围为正负350V的PNP型三极管2N6520和NPN型2N6517，但不限于 此类型号三极管。第一运算放大器211和第二运算放大器214使用集成有两个低 功耗运放的芯片TLC2252，但不限于此芯片；分别采用由12V锂电池直流电压 输入转正负60V直流电压隔离输出的商用开关电源，为高压正向电源HV+和高 压负向电源HV-提供工作电源电压，此处可不限60V输出。在理想情况下，刺 激电路驱动级2可支持正负700V脉冲电压，理论输出脉冲电压峰值可达1400V， 但依据参考国际电工委员会的医用电气设备安全标准IEC-601，对应我国的标准 GB9706，所以采用正负60V电压供电有利于其满足相关安全性要求。另外，镜 像电流源221和镜像电流漏222中使用电流镜的输出阻抗大，使其对于负载阻抗 变化不敏感，可以节省功耗，便于实现刺激装置的小型化和低功耗。

参照图4，左侧部分为H型桥31，右侧为多路复用器32。H型桥31由4个 模拟开关组成，并以“H型”方式与刺激电路驱动级2产生的电流I_source和I_sink连接。其中，H型桥31的一个桥臂中点与互补型电流源22中镜像电流源221的 源电流端连接，H型桥31的另一个桥臂中点与互补型电流源22中镜像电流漏 222的灌电流端连接，H型桥31桥臂的一端与多路复用器32中各输出通道的一 端相连接，H型桥31桥臂的另一端与多路复用器32中各输出通道的另一端相连 接，镜像电流源221为H型桥31提供互补型电流中的源电流，镜像电流漏222 为H型桥31提供互补型电流中的灌电流。在本实施例中，高压模拟开关311构 成H型桥31的左上半桥臂，高压模拟开关312构成H型桥31的右上半桥臂， 高压模拟开关313构成H型桥31的左下半桥臂，高压模拟开关314构成H型桥 31的右下半桥臂，主控处理器电路1通过控制H型桥31的上述四个高压模拟开 关，从而控制这两个桥臂的开关选通并产生双相电流脉冲，H型桥31产生的双 相脉冲经过主控处理器电路1控制多路复用器32选通的输出通道和连接的电极 完成刺激脉冲的输出。由于刺激电路驱动级2的互补型电流源22只能输出单相 电流脉冲，所以主控处理器电路1控制H型桥31的开关信号和产生两个 相反极性的矩形脉冲构成双相电荷平衡刺激波形，以防止电荷积累对皮肤组织伤 害，产生一个相对舒服和高效的肌肉收缩动作；多路复用器32由4组(每组3 个)共12个高压模拟开关组成，由主控处理器电路1控制开关信号S₁、S₂、S₃和S₄完成通道输出控制工作，上述16个开关均集成在芯片MAX14803中，通 过主控处理器电路1控制该芯片可实现四通道分时复用双相电荷平衡脉冲输出， 同时有效减小核心刺激电路面积，节约体积和制作成本。

参照图5所示为主控处理器电路1中队列控制算法12使用队列思想标记触 发信号对应通道示意图。该方法使用优先级的方式解决多通道同时触发时的选择 输出通道冲突问题。具体方法是将有触发的通道按照通道1-2-3-4优先级从高到 低顺序依次编入队列，其中头指针front指向最后一个进入队列的通道，尾指针 end指向待输出刺激脉冲通道，front在有通道触发时才会加1，而end每Δt时间 加1，当end等于front时，此时标记没有通道触发。由于没有一个公开的生理 学刺激标准参数，一般的通用标准是刺激频率为10～50Hz，脉宽为500us。根据 时分复用原则，每个时间段Δt内只能有一个通道输出，此处设定输出脉冲波形 为正负双相电荷平衡脉冲，正负脉冲幅度比1:4，脉宽比为4:1，正负脉冲总脉宽 为2.5ms，故Δt选定3ms，按最大触发频率50Hz计算，可满足四通道全部输出 脉冲的时间要求。

参照图6，结合图4和图5，对刺激装置时分复用控制开关进行通道输出的 时序示意图进行简要说明。从图4中可以看到，在时刻t₁四路触发通道都有脉冲 触发，触发通道CH1至CH4依次进入队列，此时队列头指针front_t1指向通道CH4， 队列尾指针end_t1指向通道CH1。因为end_t1指向待刺激输出通道，所以在(t₁,t₁+Δt) 时间段内CH1刺激通道输出脉冲：由主控处理器电路1中的数字模拟转换器11 输出正负脉冲所需的波形；H型桥31中时形成负脉冲，时形成正脉冲；多路复用器32中，对于通道CH1对应的开关，＝(1,0)，此时CH1通道被选择为输出通道，S₁控制的两个开关闭合，刺激脉冲 输出到CH1通道电极对上；当输出完毕后，S₁控制的两个开关断开，控制的 开关闭合，可以迅速释放电极上的偏置电压，防止电荷偏移。同理，在时间段 (t₁+Δt,t₁+2Δt)、(t₁+2Δt,t₁+3Δt)和(t₁+3Δt,t₁+4Δt)依次为通道CH2、CH3 和CH4输出刺激脉冲。由上述分析可知，与四个独立通道相比，该时分复用输 出方法，通道延迟输出最大为3Δt时间。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何限制，凡是根据 本发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变换，均 仍属于本发明技术方案的保护范围内。