一种小区初搜过程中整数倍频偏估计方法及装置

摘要

本发明公开了一种小区初搜过程中整数倍频偏估计方法及装置，用以实现对小区初始搜索过程中的整数倍频偏的估计。该方法为：采用不同的整数分别对接收到的时域信号进行整数倍频偏补偿，获得补偿后的各时域信号；将每个所述补偿后的时域信号分别与终端本地的每个主同步信号PSS序列进行相关计算，获取每个所述PSS所对应的相关计算的结果序列中各元素的模的平方的峰值，并确定获取的各所述峰值中的最大峰值；确定所述最大峰值所对应的所述补偿后的时域信号，根据确定的所述补偿后的时域信号所对应的所述整数倍频偏补偿，确定小区初始搜索过程中的整数倍频偏。

说明书

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种小区初搜过程中整数倍频偏估计 方法及装置。

背景技术

在长期演进（LTE）系统中，终端（User Equipment，UE）开机后首先需 要进行小区初始搜索，小区初始搜索主要是终端与所在小区进行时间同步和频 率同步，同时获得小区的标识（ID）号、系统带宽以及其它小区广播信息。

一般情况下，接收机的本地振荡频率是依靠晶振或者晶体产生的。其中， 无源晶振称为晶体（crystal），而有源晶振则叫做晶振（oscillator），总体来说 晶振在稳定度等方面要好于晶体。并且，晶振的频率稳定度相比晶体要好很多， 并且不容易随着温度变化发生漂移。但是，晶振的价格要远高于晶体。

频率误差(CFO)通常是由发射机的振荡频率与接收机的本地振荡频率不匹 配和信道的多普勒频移等引起的。CFO可能大于子载波间隔，且不是子载波间 隔的整数倍，可以将CFO分成整数子载波部分和小数子载波部分，即 Δf_c=(k+ε)Δf，其中Δf是子载波间隔，k表示整数，ε表示小数。

目前，UE端一般采用晶振作为振荡器，因此下变频到基带信号的频偏较 小，小于一个子载波间隔，在小区初始搜索的同步过程中只存在分数倍频偏， 无需考虑整数倍频率的影响。如附图1所示，采用晶振作为本地振荡器的终端 在进行小区初始搜索时，搜索主同步信号（PSS）的位置，确认小区组内ID后 进行频偏估计，根据频偏估计结果进行频率调整和同步调整，再次搜索PSS位 置并确认小区组内ID后进行频偏估计，直至终端与小区同步，可确认小区ID、 CP类型以及帧定时。

由于采用晶振会提高UE的成本，采用晶体代替晶振作为终端的本地振荡 器，此时，经过下变频后的基带信号频偏较大，在小区初始搜索过程中需要同 时考虑整数倍频偏和分数倍频偏的影响，且初始频偏越大，对小区初始搜索的 影响就越大，这就需要尽快捕获到初始频偏，降低初始频偏才能够进行后续的 同步估计过程。

但是，现有技术无法实现对小区初始搜索过程中的整数倍频偏的估计。

发明内容

本发明提供一种小区初搜过程中整数倍频偏估计方法及装置，用以实现对 小区初始搜索过程中的整数倍频偏的估计。

本发明实施例提供的具体技术方案如下：

一种小区初搜过程中整数倍频偏估计方法，包括：

采用不同的整数分别对接收到的时域信号进行整数倍频偏补偿，获得补偿 后的各时域信号；

将每个所述补偿后的时域信号分别与终端本地的每个主同步信号PSS序 列进行相关计算，获取每个所述PSS所对应的相关计算的结果序列中各元素的 模的平方的峰值，并确定获取的各所述峰值中的最大峰值；

确定所述最大峰值所对应的所述补偿后的时域信号，根据确定的所述补偿 后的时域信号所对应的所述整数倍频偏补偿，确定小区初始搜索过程中的整数 倍频偏。

一种小区初搜过程中整数倍频偏估计装置，包括：

第一处理模块，用于采用不同的整数分别对接收到的时域信号进行整数倍 频偏补偿，获得补偿后的各时域信号；

第二处理模块，用于将每个所述补偿后的时域信号分别与终端本地的每个 主同步信号PSS序列进行相关计算，获取每个所述PSS所对应的相关计算的 结果序列中各元素的模的平方的峰值，并确定获取的各所述峰值中的最大峰 值；

第三处理模块，用于确定所述最大峰值所对应的所述补偿后的时域信号， 根据确定的所述补偿后的时域信号所对应的所述整数倍频偏补偿，确定小区初 始搜索过程中的整数倍频偏。

基于上述技术方案，本发明实施例中，通过采用不同的整数分别对接收到 的时域信号进行整数倍频偏补偿，获得补偿后的各时域信号，将每个补偿后的 时域信号分别与终端本地的每个主同步信号PSS序列进行相关计算，获取每个 PSS所对应的相关计算的结果序列中各元素的模的平方的峰值，并确定获取的 各峰值中的最大峰值所对应的所述补偿后的时域信号，根据确定的所述补偿后 的时域信号所对应的所述整数倍频偏补偿，确定小区初始搜索过程中的整数倍 频偏，从而实现了小区初始搜索过程中的整数倍频偏的估计，使得能够快速准 确获取终端的初始同步信息，降低了频偏对后续同步的影响，弥补了现有技术 中在小区初始搜索过程中无法进行整数倍频偏估计的缺陷，使得终端的接收机 可以采用更低成本的晶体替代晶振作为振荡器，降低了成本。

附图说明

图1为现有的小区初始搜索同步流程示意图；

图2为本发明实施例中小区初搜过程中整数倍频偏估计的方法流程图；

图3为本发明实施例中小区初搜过程中整数倍频偏估计装置结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发 明作进一步地详细描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例， 而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做 出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

发明人发现，由于UE没有任何先验信息，当前未获取任何同步信息，这 就需要UE先进行主同步信号PSS的定时，才能进行后续的小区初始搜索过程， 而PSS的定时可以利用PSS时域信号的自相关特性确定。

同时发明人发现，小区初始搜索时并未获知小区组内ID，由于小区组内 ID与UE本地保存的三个已知的PSS序列一一对应，可以通过已知的3个小区 组内ID进行小区组内ID搜索。

并且，小区初始搜索时同时存在整数倍频偏和分数倍频偏，初始频偏越大， 对小区初始搜索的影响越大，这就需要尽快捕获到初始频偏，降低初始频偏才 能进行后续同步估计，但是捕获初始频偏需要获知PSS的定时信息和小区组内 ID。

本发明的主要思路为：在PSS定时、小区组内ID估计的同时进行整数倍 频偏估计，这种联合估计方法能够最大程度保证在没有任何同步信息的前提下 既能够得到PSS定时信息、小区组内ID，又能够得到整数倍频偏估计。

如附图2所示，本发明实施例中，在小区初始搜索过程中进行整数倍频偏 估计的详细方法流程如下：

步骤201：采用不同的整数分别对接收到的时域信号进行整数倍频偏补偿， 获得补偿后的各时域信号。

优选地，采用不同的整数分别对接收到的时域信号进行整数倍频偏补偿之 前，接收设定时长的采样信号，进行滤波以及下采样处理后得到时域信号。

优选地，设定时长的采样信号为半个无线帧的采样信号。

具体实施中，设定时长为半个无线帧所占的时间长度的整数倍。

例如，假设半个无线帧的时长为5毫秒（ms），则设定时长的采样信号可 以是5ms的采样信号或10ms的采样信号。

其中，在设定时长为半个无线帧所占的时间长度的整数倍，UE可以以半 个无线帧所占的时间长度为单位对该设定时长的采样信号进行划分后分别处 理，从而在硬件实施中可以减少运算单元的复杂度。但是，由于无线信道是时 变的，只能在一段时间内保持相关性，设定时长不能超过信道的相关时长。

优选地，采用不同的整数分别对接收到的时域信号进行整数倍频偏补偿， 所述整数的取值为大于等于-A且小于等于A，其中，A表示最大可估计的整数 倍频偏。

步骤202：将每个补偿后的时域信号分别与终端本地的每个主同步信号 PSS序列进行相关计算，获取每个PSS所对应的相关计算的结果序列中各元素 的模的平方的峰值，并确定获取的各峰值中的最大峰值。

为了取得与小区同步以及获得物理层小区ID标识，3GPP TS36.211标准 规定了两种下行同步信号：主同步信号（PSS）和辅同步信号(SSS)。在LTE系 统中针对不同的系统带宽（例如1.4MHz，3MHz，5MHz，10MHz，15MHz， 20MHz等），PSS和SSS所占用的带宽相同，占用频带中心的72个子载波共 1.4MHz的带宽，PSS位于频域中心的6个资源块（RB）位置，频带宽度为 180KHz×6=1.08MHz。

基站侧在每个无线帧都需要在特定的时频资源位置发送PSS和SSS信号， 且这两组同步信号的发送周期都是半个无线帧长度，即5ms。其中，主同步信 号PSS可以使用ZC（Zadoff-Chu）序列，用公式表示为：

$S_{N_{\mathrm{ID}}}\left(n\right)=\left(\begin{array}{cc}{e}^{-j\frac{\mathrm{\pi um}(n+1)}{63}}& n=\mathrm{0,1},...,30\\ e^{-j\frac{\mathrm{\pi u}(n+1)(n+2)}{63}}& n=\mathrm{31,32},...,61\end{array}\right)$

其中，N_ID表示小区组内ID，u表示住同步信号PSS的根序列序号（Root  Index）。

终端本保存有三个长度为L=62的主同步序列PSS，它与小区组内IDN_ID的 一一映射关系如表1所示：

N_IDu 0 25 1 29 2 34

表1主同步信号PSS的根序列序号

UE本地保存的频域的PSS补零构成128点，然后进行快速傅里叶逆变换 IFFT从频域变换到时域得到时域形式

本发明实施例中，每个补偿后的时域信号分别与终端本地的三个PSS序列 进行相关计算，假设补偿后的时域信号的个数为（2A+1），则需要进行3（2A+1） 次相关计算，获得3（2A+1）个结果序列，从每个结果序列中获取一个峰值， 可获取3（2A+1）个峰值，将该3（2A+1）个峰值中的最大值确定为最大峰值。

步骤203：确定最大峰值所对应的补偿后的时域信号，根据确定的补偿后 的时域信号所对应的整数倍频偏补偿，确定小区初始搜索过程中的整数倍频 偏。

优选地，计算最大峰值与各峰值的平均值的比值；

确定比值大于预设阈值时，根据确定的补偿后的时域信号在进行整数倍频 偏补偿时所采用的整数，确定小区初始搜索过程中的整数倍频偏。

优选地，将确定的补偿后的时域信号在进行整数倍频偏补偿时所采用的整 数，与子载波间隔的乘积，确定为小区初始搜索过程中的整数倍频偏。

以下通过一个具体实施例，对本发明实施例中在小区初始搜索过程中的联 合估计进行详细说明。

步骤一、接收5ms采样信号后，将接收的采样信号通过带通滤波器滤波后， 对该5ms采样信号进行下采样得到时域信号r(k)，假设此时5ms采样信号共存 在D个采样点，该具体实施中，假设D=9600。

其中，带通滤波器的通带为1.08兆赫兹（MHz），下采样时的采样率大于 等于1.92MH，且为1.92MHz的整数倍。

步骤二、将时域信号r(k)进行不同的整数倍（m）频偏补偿得到r_m(k)

r_m(k)=r(k)e^-j2πmk/N，其中，m∈[-A,A]。

步骤三、将补偿后的r_m(k)和终端本地保存的三个时域PSS序列进行 滑动相关运算：

${{\mathrm{Xcorr}}_N}_{\mathrm{ID}}(m,n)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{s_N}_{\mathrm{ID}}\left(k\right)r_m^{*}(k+n),N_{\mathrm{ID}}\in \left\{\mathrm{0,1,2}\right\},m\in [-A,A],n\in [0,D-1]$

其中N=128,D=9600，A表示最大可估计的整数倍频偏。

步骤四、计算，遍历搜索每个N_ID,m下对应的各 峰值$|{{\mathrm{Xcorr}}_N}_{\mathrm{ID}}(m,{{\hat{n}}_N}_{\mathrm{ID}},m){|}^2$，$({\hat{N}}_{\mathrm{ID}},\hat{m},\hat{n})=\underset{N_{\mathrm{ID}},m,n}{\arg \max }\left\{\right|{{\mathrm{Xcorr}}_N}_{\mathrm{ID}}(m,n){|}^2\},$其中 $\hat{n}{N}_{\mathrm{ID}},m=\underset{n}{\arg \max }\left\{\right|{{\mathrm{Xcorr}}_N}_{\mathrm{ID}}(m,n){|}^2\},$N_ID∈{0,1,2},m∈[-A,A]；

并确定搜索获得的各峰值中的最大峰值，获取最大峰值所对应的

步骤五、计算最大峰值和各个峰值均值的比值λ，用公式表示为 $\lambda =|{\mathrm{Xcorr}}_{{\hat{N}}_{\mathrm{ID}}}(\hat{m},\hat{n}){|}^2/\mathrm{meanX},$其中均值$\mathrm{meanX}=\frac{1}{3(2A+1)}\underset{N_{\mathrm{ID}}=0}{\overset{2}{\Sigma }}\underset{m=-A}{\overset{A}{\Sigma }}|{\mathrm{Xcorr}}_{N_{\mathrm{ID}}}(m,{\hat{n}}_{N_{\mathrm{ID}}}){|}^2.$

步骤六、如果比值λ大于给定的门限thres，则认为这次的捕获结果可信， 即确认此时小区组内ID号为整数倍频偏大小为其中Δf是 子载波间隔，PSS定时信息为在此基础上进行后续的符号定时，分数倍频 偏估计，10ms帧定时，物理层小区ID组号的检测，循环前缀（CP）类型 等信息的获取。

如果比值λ不大于给定的门限thres，重新执行步骤一～步骤六再次进行小 区初始搜索过程中的联合估计过程。

基于相同的原理，本发明实施例还提供了一种小区初搜过程中整数倍频偏 估计装置，应用于终端侧，该装置的具体实施可参见上述方法部分的描述，重 复之处不再赘述，如附图3所示，该装置主要包括：

第一处理模块301，用于采用不同的整数分别对接收到的时域信号进行整 数倍频偏补偿，获得补偿后的各时域信号；

第二处理模块302，用于将每个所述补偿后的时域信号分别与终端本地的 每个主同步信号PSS序列进行相关计算，获取每个所述PSS所对应的相关计 算的结果序列中各元素的模的平方的峰值，并确定获取的各所述峰值中的最大 峰值；

第三处理模块303，用于确定所述最大峰值所对应的所述补偿后的时域信 号，根据确定的所述补偿后的时域信号所对应的所述整数倍频偏补偿，确定小 区初始搜索过程中的整数倍频偏。

优选地，所述第一处理模块还用于：

采用不同的整数分别对接收到的时域信号进行整数倍频偏补偿之前，接收 设定时长的采样信号，进行滤波以及下采样处理后得到所述时域信号。

优选地，所述第一处理模块具体用于：

采用不同的整数分别对接收到的时域信号进行整数倍频偏补偿，所述整数 的取值为大于等于-A且小于等于A，其中，A表示最大可估计的整数倍频偏。

优选地，所述第三处理模块具体用于：

计算所述最大峰值与各所述峰值的平均值的比值；

确定所述比值大于预设阈值时，根据所述确定的所述补偿后的所述时域信 号在进行所述整数倍频偏补偿时所采用的整数，确定所述小区初始搜索过程中 的整数倍频偏。

优选地，所述第三处理模块具体用于：

将所述确定的所述补偿后的所述时域信号在进行所述整数倍频偏补偿时 所采用的整数，与子载波间隔的乘积，确定为所述小区初始搜索过程中的整数 倍频偏。

基于上述技术方案，本发明实施例中，通过采用不同的整数分别对接收到 的时域信号进行整数倍频偏补偿，获得补偿后的各时域信号，将每个补偿后的 时域信号分别与终端本地的每个主同步信号PSS序列进行相关计算，获取每个 PSS所对应的相关计算的结果序列中各元素的模的平方的峰值，并确定获取的 各峰值中的最大峰值所对应的所述补偿后的时域信号，根据确定的所述补偿后 的时域信号所对应的所述整数倍频偏补偿，确定小区初始搜索过程中的整数倍 频偏，从而实现了小区初始搜索过程中的整数倍频偏的估计，使得能够快速准 确获取终端的初始同步信息，降低了频偏对后续同步的影响，弥补了现有技术 中在小区初始搜索过程中无法进行整数倍频偏估计的缺陷，使得终端的接收机 可以采用更低成本的晶体替代晶振作为振荡器，降低了成本。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发 明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及 其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。