微波毫米波波段单片集成功率放大器

摘要

一种微波毫米波波段单片集成功率放大器，包括输入朗格耦合器、输出朗格耦合器、连接于所述输入朗格耦合器直通输出端和所述输出朗格耦合器直通输入端的第一放大支路、连接于所述输入朗格耦合器耦合输出端和所述输出朗格耦合器耦合输入端的第二放大支路；所述第一放大支路和所述第二放大支路包括相同的三级放大电路，所述三级放大电路包括依次连接的第一级放大电路、第二级放大电路、第三级放大电路。本发明的微波毫米波波段单片集成功率放大器具有高增益（＞19dB)、高输出功率（36dBm），在额定工作条件下稳定，可广泛应用于各种电子领域、雷达及无线通信系统中。

说明书

技术领域

本发明涉及电子技术领域，特别是涉及一种微波毫米波波段单片集成功率 放大器，可应用于各种微波毫米波波段的电子雷达、无线通信等系统。

背景技术

在毫米波雷达、通信等技术领域，为了使毫米波接收机能检测小信号，一 般是在前级用功率放大器接收信号来克服后级的噪声问题。功率放大器位于发 送机端，直接与天线信号相连接，因此它的噪声特性将大大影响整个系统的噪 声特性。同时，接收的天线信号强度一般都较弱，功率放大器在满足功率的输 出要求的同时也要满足一定的噪声系数要求。

随着微波毫米波通信技术的迅速发展，人们对通信设备的要求也越来越高。 微波单片集成电路（MMIC)是用半导体工艺把有源器件、无源器件和微波传输 线、互联线等全部制作在一片半导体基片上而构成的集成电路。由于微波单片 集成电路的体积小、重量轻、可靠性高、稳定性好等，使得其在微波通信领域 逐渐取代了波导系统和混合集成电路。

目前普遍应用的功率放大器多为混合电路和模块电路，实现方式主要是通 过单个晶体管和外围匹配电路组成，这类功率放大器主要缺点有：体积大、输 出功率小、增益小、一致性不好等。

发明内容

基于此，有必要针对上述问题，提供一种体积小、一致性好，输出功率大 的微波毫米波波段单片集成功率放大器。

一种微波毫米波波段单片集成功率放大器，包括输入朗格耦合器、输出朗 格耦合器、连接于所述输入朗格耦合器直通输出端和所述输出朗格耦合器直通 输入端的第一放大支路、连接于所述输入朗格耦合器耦合输出端和所述输出朗 格耦合器耦合输入端的第二放大支路；

所述第一放大支路和所述第二放大支路包括相同的三级放大电路，所述三 级放大电路包括依次连接的第一级放大电路、第二级放大电路、第三级放大电 路。

本发明微波毫米波波段单片集成功率放大器，与现有技术中的功率放大器 相互比较时，有以下优点：

1、本发明采用输入朗格耦合器、输出朗格耦合器与位于它们之间的两条相 同的放大支路实现功率放大器，输入朗格耦合器输入的射频信号经过两平衡放 大支路放大后进入输出朗格耦合器功率合成，该平衡结构，提高了功率放大器 的稳定性和一致性，改善了驻波比的性能和提高了放大器输出功率；

2、本发明每条放大支路包括三级放大电路，对输入耦合器输出的射频信号 进行逐级放大，然后将放大后的信号通过输出朗格耦合器耦合输出，大大增加 了功率放大器的输出功率和带宽；

3、本发明的功率放大器电路可集成于单片半导体基片上，体积小。

附图说明

图1为微波毫米波波段单片集成功率放大器实施例的示意图；

图2为微波毫米波波段单片集成功率放大器其中一条放大支路实施例的电 路图；

图3为微波毫米波波段单片集成功率放大器增益及回波损耗性能图；

图4为微波毫米波波段单片集成功率放大器33GHz工作输出功率；

图5为微波毫米波波段单片集成功率放大器34GHz工作输出功率；

图6为微波毫米波波段单片集成功率放大器35GHz工作输出功率；

图7为微波毫米波波段单片集成功率放大器36GHz工作输出功率。

具体实施方式

下面结合附图对本发明微波毫米波波段单片集成功率放大器的具体实施方 式做详细描述。

如图1所示，一种微波毫米波波段单片集成功率放大器，包括输入朗格耦 合器100、输出朗格耦合器400、连接于所述输入朗格耦合器100直通输出端和 所述输出朗格耦合器400直通输入端的第一放大支路200、连接于所述输入朗格 耦合器100耦合输出端和所述输出朗格耦合器400耦合输入端的第二放大支路 300；

所述第一放大支路200和所述第二放大支路300包括相同的三级放大电路， 所述三级放大电路包括依次连接的第一级放大电路210（310）、第二级放大电路 220（320）、第三级放大电路230（330）。

所述第一级放大电路210（310）对所述输入朗格耦合器100输出的射频信 号放大，输出第一级放大信号；所述第二级放大电路220（320）对所述第一级 放大信号放大，输出第二级放大信号；所述第三级放大电路230（330）对所述 第二级放大信号放大，并将输出的第三级放大信号通过所述输出朗格耦合器400 输出。

所述三级放大电路的各级电路有多种实现方式，由于第一放大支路和第二 放大支路完全相同，所以下面仅以第一放大支路的各级电路构成示例。在一个 实施例中，如图2所示，所述第一级放大电路210包括与输入朗格耦合器100 输出端依次相连的第一耦合电容212、第一栅极匹配及偏置电路213、第一场效 应管（Field Effect Transistor）215、第一漏极匹配及偏置电路216；第一场效应 管215的栅极与第一栅极匹配及偏置电路213相连，漏极与第一漏极匹配及偏 置电路216相连，源极接地，其中本发明所用场效应管可以是砷化镓（GaAs） 场效应管，也可以是其它类型的场效应管，例如氮化硅场效应管等等。

第一栅极匹配及偏置电路213采用的是十字型结构电路，栅极偏置电压通 过其旁路电容接地的同时通过微带传输线和偏置电阻接十字型微带传输线的垂 直端；第一漏极匹配及偏置电路216是十字型结构电路，漏极偏置电压通过其 旁路电容接地的同时通过微带传输线和偏置电路接十字型微带传输线的垂直 端。

栅极匹配及偏置电路、漏极匹配及偏置电路除了最基本的偏置作用外，同 时也参与到整体电路的匹配中去，同时使用十字型结构的栅极匹配及偏置电路、 漏极匹配及偏置电路有以下好处：

（1）栅极匹配及偏置电路和漏极匹配及偏置电路不必采用四分之一波长结 构，节约版图面积进而节约了电路尺寸；

（2）栅极匹配及偏置电路和漏极匹配及偏置电路参与各级匹配可以构造更 宽的匹配网络，同时使得整体电路性能进一步得以优化；

（3）十字型结构相比传统的T型结构来说，在电路平衡方面更加优异。该 十字型平衡结构设计可以有效地抑制共模噪声，提高了功率放大器的稳定性、 改善驻波比性能最终提高了输出功率。

按照上述第一级放大电路210的电路结构，所述第一级放大电路210对输 入朗格耦合器100输出的射频信号的处理过程为：所述输入朗格耦合器100输 出的射频信号经过第一耦合电容212、第一栅极匹配及偏置电路213进入第一场 效应管215的栅极，第一场效应管215的漏极通过第一漏极匹配及偏置电路216 输出第一级放大信号。

由于半导体功率器件属于有源器件，在高频应用中容易引起共振。特别是 将半导体功率器件应用于一些大信号电路设计中时（如本发明所述的功率放大 器电路），若设计考虑不周，有很大的概率会导致场效应管在某个特定频率振荡 并损坏电路。对于单片微波毫米波电路设计来说，现有技术中往往都注重高频 工作频段的稳定，从而忽视了低频段的稳定系数，或者即使满足了低频段的稳 定系数，通常又是用牺牲高频端工作性能来获得的。因此在一个实施例中，如 图2所示，所述第一级放大电路210还可以包括位于所述第一栅极匹配及偏置 电路213与所述第一场效应215栅极之间的第一稳定电路214，所述第一稳定电 路214包括并联的电阻和电容，其中图2中电阻和电容的仅是实例，还可以是 其它数量等。

在场效应管栅极前串联电阻，由于该电阻分压会使得场效应管栅极压降下 降，从而使场效应管放大性能下降，于是场效应管的电路稳定系数上升。上述 第一稳定电路214是一个电阻电容并联电路，在低频段，由于电容的阻抗较高， 第一稳定电路214的主要电气性能由电阻决定，因此该电路使得低频段的第一 场效应215放大性能下降，于是第一场效应管215电路稳定系数上升；在高频 工作端，由于电容的阻抗随着频率升高而迅速降低，此时第一稳定电路214的 电气性能变成主要由电容决定，因此，此时的第一场效应管215可忽略栅极前 的电阻作用，电路的放大能力基本不受影响。第一稳定电路214具体的电容电 阻设计数值可以根据不同的电路设计标准（如工作频率、额定增益，输出功率 等）来具体确定。所述第一稳定电路214既不影响场效应管的高频性能，又确 保了电路在低频工作段的绝对稳定；并且其不但可以在单片毫米波功率放大器 电路设计中使用，还可以应用到各种半导体有源电路设计中去。

所述第二级放大电路220对所述第一级放大电路210输出的放大信号进行 第二级放大处理。在一个实施例中，如图2所示，第二级放大电路220包括第 二耦合电容222、第一T型微带功分电路223、第二栅极匹配及偏置电路224、 第二场效应管226、第二漏极匹配及偏置电路227、第三栅极匹配及偏置电路228、 第三场效应管2210、第三漏极匹配及偏置电路2211；

第二栅极匹配及偏置电路224和第三栅极匹配及偏置电路228采用的均是 十字型结构电路，各自的栅极偏置电压通过各自的旁路电容接地的同时通过微 带传输线和偏置电阻接十字型微带传输线的垂直端；第二漏极匹配及偏置电路 227和第三漏极匹配及偏置电路2211采用的均是十字型结构电路，各自的漏极 偏置电压通过各自的旁路电容接地的同时通过微带传输线和偏置电阻接十字型 微带传输线的垂直端；其中十字形结构的益处与上述第一级放大电路中描述相 同，在此不予赘述。

第一漏极匹配及偏置电路216通过第二耦合电容222与第一T型微带功分 电路223的输入端相连；第一T型微带功分电路223的一输出端通过第二栅极 匹配及偏置电路224与第二场效应管226的栅极相连，另一输出端通过第三栅 极匹配及偏置电路228与第三场效应管2210的栅极相连；第二场效应管226源 极接地，漏极与第二漏极匹配及偏置电路227相连；第三场效应管2210源极接 地，漏极与第三漏极匹配及偏置电路2211相连；

根据上述第二级放大电路220的电路结构，其处理信号的过程为：第一级 放大信号依次经过第二耦合电容222、第一T型微带功分电路223后被分成两路 信号，一路信号经第二栅极匹配及偏置电路224进入第二场效应管226的栅极， 另一路信号经第三栅极匹配及偏置电路228进入第三场效应管2210的栅极，第 二场效应管226的漏极通过第二漏极匹配及偏置电路227输出一路第二级放大 信号，第三场效应管2210的漏极通过第三漏极匹配及偏置电路2211输出另一 路第二级放大信号。

为了确保电路在低频工作段的绝对稳定，在一个实施例中，所述第二级放 大电路220还可以包括位于第二栅极匹配及偏置电路224与第二场效应管226 栅极之间的第二稳定电路225，位于第三栅极匹配及偏置电路228与第三场效应 管2210栅极之间的第三稳定电路229，第二稳定电路225、第三稳定电路229 均包括并联的电阻和电容，其中第二稳定电路225与第三稳定电路229的工作 原理与上述第一级放大电路210描述相同，在此不予赘述。

所述第三级放大电路230对所述第二级放大电路220输出的放大信号进行 第三级放大处理。在一个实施例中，如图2所示，第三级放大电路230可以包 括第三耦合电容232、第二T型微带功分电路233、第四栅极匹配及偏置电路234、 第四场效应管236、第五栅极匹配及偏置电路237、第五场效应管239、第四耦 合电容2311、第三T型微带功分电路2312、第六栅极匹配及偏置电路2313、第 六场效应管2315、第七栅极匹配及偏置电路2316、第七场效应管2318、第一一 级功率合成电路2319、第二一级功率合成电路2320、二级功率合成电路2321、 第四漏极匹配及偏置电路2322、第五漏极匹配及偏置电路2323、第五耦合电容 2325。

第四栅极匹配及偏置电路234、第五栅极匹配及偏置电路237、第六栅极匹 配及偏置电路2313、第七栅极匹配及偏置电路2316采用的均是十字型结构电路， 各自的栅极偏置电压通过各自的旁路电容接地的同时通过微带传输线和偏置电 阻接十字型微带传输线的垂直端；其中十字型结构益处与上述第一级放大电路 210中描述相同，在此不予赘述。

第四漏极匹配及偏置电路2322和第五漏极匹配及偏置电路2323均是T字 型结构电路，各自的漏极偏置电压通过各自的旁路电容接地的同时通过微带传 输线和偏置电阻接T字型微带传输线的垂直端；

第二漏极匹配及偏置电路227通过第三耦合电容232与第二T型微带功分 电路233的输入端相连；第二T型微带功分电路233一输出端通过第四栅极匹 配及偏置电路234与第四场效应管236的栅极相连，另一输出端通过第五栅极 匹配及偏置电路237与第五场效应管239的栅极相连；所述第四场效应管236 的源极接地，漏极与第一一级功率合成电路2319的输入端相连；所述第五场效 应管239的源极接地，漏极与第一一级功率合成电路2319的另一输入端相连；

第三漏极匹配及偏置电路2211通过第四耦合电容2311与第三T型微带功 分电路2312的输入端相连；第三T型微带功分电路2312一输出端通过第六栅 极匹配及偏置电路2313与第六场效应管2315的栅极相连，另一输出端通过第 七栅极匹配及偏置电路2316与第七场效应管2318的栅极相连；第六场效应管 2315的源极接地，漏极与第二一级功率合成电路2320的输入端相连；第七场效 应管2318的源极接地，漏极与第二一级功率合成电路2320的另一输入端相连；

第一一级功率合成电路2319的输出端通过第四漏极匹配及偏置电路2322 与二级功率合成电路2321的一输入端相连；第二一级功率合成电路2320的输 出端通过第五漏极匹配及偏置电路2323与二级功率合成电路2321的另一输入 端相连；二级功率合成电路2321通过第五耦合电容2325与输出朗格耦合器400 的输入端相连。

按照上述第三级放大电路230的电路结构，其处理两路第二级放大信号的 过程为：第二漏极匹配及偏置电路227输出的第二级放大信号依次经过第三耦 合电容232、第二T型微带功分电路233后被分成两路信号，一路信号经第四栅 极匹配及偏置电路234进入第四场效应管236的栅极，另一路信号经第五栅极 匹配及偏置电路237进入第五场效应管239的栅极；第四场效应管236漏极输 出的第三级放大信号和第五场效应管239输出的第三级放大信号进入第一一级 功率合成电路2319；

第三级漏极匹配及偏置电路2211输出的第二级放大信号依次经过第四耦合 电容2311、第三T型微带功分电路2312后被分成两路信号，一路信号经第六栅 极匹配及偏置电路2313进入第六场效应管2315的栅极，另一路信号经第七栅 极匹配及偏置电路2316进入第七场效应管2318的栅极；第六场效应管2315漏 极输出的第三级放大信号和第七场效应管2318输出的第三级放大信号进入第二 一级功率合成电路2320；

第一一级功率合成电路2319输出的信号与第二一级功率合成电路2320输 出的信号输入二级功率合成电路2321，二级功率合成电路2321输出的信号依次 通过第五耦合电容2325、输出朗格耦合器400输出。

为了确保电路在低频工作段的绝对稳定，在一个实施例中，如图2所示， 所述第三级放大电路230还可以包括位于第四栅极匹配及偏置电路234与第四 场效应管栅极236之间的第四稳定电路235，位于第五栅极匹配及偏置电路237 与第五场效应管239栅极之间的第五稳定电路238，位于第六栅极匹配及偏置电 路2313与第六场效应管2315栅极之间的第六稳定电路2314，位于第七栅极匹 配及偏置电路2316与第七场效应管2318栅极之间的第七稳定电路2317，第四 稳定电路235、第五稳定电路238、第六稳定电路2314、第七稳定电路2317均 包括并联的电阻和电容，其中第四稳定电路235、第五稳定电路238、第六稳定 电路2314、第七稳定电路2317的工作原理与上述第一级放大电路中描述的相同， 在此不予赘述。

本发明在信号输入各级放大电路之前，还可以对信号进行简单滤波。在一 个实施例中，如图2所示，本发明功率放大器还可以包括位于输入朗格耦合器 100输出端与第一耦合电容212之间的第一滤波电路211，位于第一漏极匹配及 偏置电路216与第二耦合电容222之间的第二滤波电路221，位于第二漏极匹配 及偏置电路227与第三耦合电容232之间的第三滤波电路231，位于第三漏极匹 配及偏置电路2211与第四耦合电容2311之间的第四滤波电路2310，位于二级 功率合成电路2321与第五耦合电容2325之间的第五滤波电路2324；第一滤波 电路211、第二滤波电路221、第三滤波电路231、第四滤波电路2310、第五滤 波电路2324均包括微带线及旁路接地电容等。

本发明在场效应管的器件选择或工艺设计上，为了使功率放大器输出较高 功率等，选用栅长更短、载流子迁移率高的器件。场效应管具体类型（栅宽和 叉指数）及其最佳工作直流偏置点可以根据多种方式确定。例如，在一个实施 例中，可以采用公式：P_out=A×ρ_max×NOF×GW×N确定三级放大电路中所 用各场效应管的栅宽和叉指数，其中P_out是期望射频输出功率，A是考虑场效应 管损耗及电路损耗后的经验系数（氮化镓工艺推荐为0.8），ρ_max是场效应管最 大功率输出密度，NOF（number of fingers）是单个场效应管叉指数，GW（gate  width）是单个场效应管栅宽，N是最后一级场效应管总数目；

采用公式：P_out=0.5·I_ds·V_ds·η确定三级放大电路中各场效应管直流偏置 的静态工作电流和静态工作电压，其中P_out是期望射频输出功率，I_ds是场效应 管静态工作电流，V_ds是场效应管静态工作电压，η是功率放大器的期望效率（A 类推荐设置小于25%，AB类推荐设置小于40%）。

上述确定场效应管的栅宽和叉指数的公式、确定场效应管直流偏置点的公 式以功率放大器最终期望输出功率为基准，结合不同场效应管自身性质及电路 设计期望效率来选择确定场效应管的具体类型及其最佳工作偏置点，本发明实 施例中的三级放大电路的场效应管均不相同，具体可参阅图1。此方法简单直观， 在保证了精确度的前提下又利于后期修正，适合应用于各种先进半导体单片功 率放大器集成电路设计中。

为了提高了功率放大器的稳定性、改善输入输出回波反射性能，在一个实 施例中，所述输入朗格耦合器100、所述输出朗格耦合器400的带宽均为90度。 采用两个宽带90度朗格耦合器构成平衡结构，在保证了功率放大器一致性和体 积小的同时，大大提高功率放大器的输出功率及增益。

图2是本发明实施例的其中一条放大支路，当采用所述两路放大支路实现 本发明功率放大器时，其微波毫米波波段单片集成功率放大器的增益及回波损 耗性能如图3所示。图3中曲线a是微波毫米波波段单片集成功率放大器增益 曲线图，m1、m2、m3是本发明功率放大器带宽上任意三点，其中m1的频率为 33.30GHz，增益为19.553；m2的频率为34.10GHz，增益为19.299；m3的频率 为36.20GHz，增益为20.146，可以看出本发明的增益大于19dB，高于现有技术 中功率放大器的增益。曲线b是功率放大器输入回波损耗性能曲线图，曲线c 是功率放大器输出回波损耗性能曲线图，从曲线b和曲线c可以看出本发明功 率放大器回波损耗比较低。

图4-图7为采用图2示例电路时测得的不同工作频率时微波毫米波波段单 片集成功率放大器的曲线图，其中曲线d为本发明功率放大器输出功率曲线图， 曲线e是本发明功率放大器增益曲线图；图4是频率是33GHz的曲线图，图5 是频率是34GHz的曲线图，图6是35GHz的曲线图，图7是36GHz的曲线图。 表一为图4-图7对应的具体指标：

表一微波毫米波波段单片集成功率放大器具体指标

从表一可以看出，本发明微波毫米波波段单片集成功率放大器具有高增益 （＞19dB)、高输出功率（>36dBm）。

本发明微波毫米波波段单片集成功率放大器工作于微波毫米波波段，采用 两个朗格耦合器连接两条完全相同的放大支路，每条放大支路采用三级放大结 构，每级采用不同的砷化镓晶体管结合高稳定电路。相较于现有技术，本发明 有以下优点：

1、整个电路具有宽带匹配电路，实现功率放大器芯片的宽带特性，在保证 微波毫米波波段单片功率放大器输出功率的同时，提高微波毫米波波段单片功 率放大器的工作带宽。

2、采用三级放大电路和功分合成技术，大大增加了微波毫米波波段单片功 率放大器的输出功率和带宽，同时仿真结果表明，本发明具有高输出功率 （>36dBm）。

3、采用两个90度朗格耦合器构成的平衡结构，提高了微波毫米波波段单 片功率放大器的稳定性、改善了输入输出回波反射性能、提高增益（＞19dB)、 提高了输出功率；

4、提出了合理选择砷化镓场效应管及管芯工作点的经验公式，在实现高输 出功率的同时兼顾了高效率。该经验公式以微波毫米波波段单片功率放大器最 终期望输出功率为基准，结合不同场效应管自身性质及电路设计期望效率来选 择确定场效应管具体类型及其最佳工作偏置点。此方法简单直观，在保证了精 确度的前提下又利于后期修正，非常适合各种先进半导体单片功率放大器集成 电路设计。

5、采用稳定电路保持场效应管器件的稳定，其既不牺牲场效应管器件的高 频性能，又确保了电路在低频工作段的绝对稳定。所述稳定电路不但可以在毫 米波单片功率放大器电路设计中使用，还可以应用到各种半导体有源电路设计 中去，简单易行。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细， 但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域 的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和 改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附 权利要求为准。