一种基于费兰克码的风廓线雷达相位编码方法及电路

摘要

本发明涉及风廓线雷达的波形设计、信号处理、波形产生方法和频综电路技术领域。本发明首次提出了一种基于费兰克码的风廓线雷达相位编码方法及电路。所述方法的步骤包括:计算编码子脉冲数M，计算时域积累数N

说明书

技术领域

本发明公开了一种基于费兰克码的风廓线雷达相位编码方法及电路，涉 及风廓线雷达的波形设计、信号处理、波形产生方法和频综电路技术领域。

背景技术

风廓线雷达以晴空湍流探测为主，是一种气象雷达。风廓线雷达主要是 利用大气湍流对电磁波的散射(布拉格散射)作用对大气风场等物理量进行 探测而获取风廓线等数据。风廓线雷达与传统的有球测风相比，可以获得连 续的实时的高时空分辨力的基础性数据。

风廓线雷达一般采用相控阵全相参脉冲雷达的工作体制，采用五波束轮 流探测，测出每个波束的径向风速，进行矢量投影计算得到风向和风速以及 其它数据产品和图形产品。

风廓线雷达根据最大探测高度的不同，分为边界层风廓线雷达、对流层 风廓线雷达和平流层风廓线雷达。边界层的工作频率多为L波段，对流层的 工作频率多为P波段，平流层的多为UHF频段。风廓线雷达按照安装方式分 为固定式、可移动式，可移动式又分为车载式和方舱式。

风廓线雷达的信号处理，主要完成对大气湍流回波信号的时域积累、脉 压、去地杂波、谱分析和谱积累，用于获得风向和风速等风场信息。在风廓 线雷达信号处理的相参处理时间内包括多个雷达周期，通常采用512点的 FFT进行波束径向速度的信号分析，时域积累数一般为30至200之间，雷达 周期在20μS至240μS之间，最大探测高度在2km至25km之间,高度分辨 率一般为60m至480m之间。

风廓线雷达通常是一种全相参脉冲风廓线雷达，大气目标的多普勒频率 较低，探测高度有限，雷达的重复周期较短，采样率较高，距离映像问题不 严重，经常可以忽略。这种全相参脉冲风廓线雷达通常即无距离模糊也无速 度模糊问题。脉冲波形的匹配接收，可以忽略多普勒效应，即在一个雷达周 期内不需要提取多普勒信息而在雷达周期之间提取多普勒信息，利用多周期 的回波信号进行频谱分析，提取大气目标的多普勒频率。

由于大气目标的多普勒频率较低，雷达的重复周期较短，采样率较高， 因此相参时间内的用于提取多普勒信息的雷达周期数较大，即相参样本数较 大。相参样本数较大造成频谱分析的输入数据量太大。为了降低数据量，使 频谱分析减少运算量，风廓线雷达的信号处理通常采用时域积累处理(分段 累加求平均)，在时域积累之后，获得每个数据段(长度为时域积累数N_c) 的平均值，在对这些样本平均值进行速度FFT频谱分析。相参时间内的周期 数为时域积累数N_c和FFT点数N_FFT的乘积N_cN_FFT。

这种先进行时域积累、后进行速度FFT频谱分析的方法，在计算上可以 理解为减少计算量的快速算法，用信号处理的观点看，可以理解为在时域积 累的时间内不进行多普勒信息的提取，而提取一个样本平均值，在用多个样 本平均值提取多普勒信息。

时域积累时间内的雷达周期所采集的雷达距离单元的样本，可以认为多 普勒效应引起的雷达回波相位变化不大，近似相等，从而可以在时域积累时 间内的多个周期进行相位编码。一个周期无法实现脉冲压缩，而多个周期的 编码形成一个编码周期，就可以实现脉冲压缩。一个雷达编码周期是指由多 个雷达周期组成的一组周期，在一个雷达编码周期内的每个雷达周期可以采 用不同的相位编码向量。

风廓线雷达的探测模式可以按照探测高度的范围，分为低模式和高模 式，高模式采用相位编码。风廓线雷达的脉冲雷达发射机通常有一个最大占 空比的限制，最大占空比一般在10％至20％。雷达周期的大小，即要满足探 测高度范围的要求，又要满足占空比的要求。特别是高模式探测，为了保证 雷达的探测威力，相位编码后的占空比一般小于但接近最大占空比。

现有风廓线雷达使用相位编码技术以提高占空比和平均功率，从而即保 证雷达的高度分辨力又保证雷达的最大探测高度。现有风廓线雷达相位编码 一般采用二相互补码。二相互补码的原理是找到成对的相位编码序列，它们 的长度相同，其中一个自相关函数的旁瓣是另一个的负数，编码输出相加， 旁瓣的代数和将为零。此外在波形上，二相互补码的两个编码向量要求在两 个单独的发射脉冲上发射，分开检测，然后两者相加。发射脉冲由紧邻的子 脉冲组成，对每个子脉冲进行互补码相位调制。互补码在无多普勒效应的条 件下，脉冲压缩的距离旁瓣为零。

另一种风廓线雷达相位编码方法采用沃尔什码。沃尔什码是一种正交 码，沃尔什码矩阵是对连续的沃尔什函数采样形成的，沃尔什码矩阵其列向 量(或行向量)之间是正交的。采用沃尔什码相位编码，是在雷达编码周期 内N个雷达周期的同一个子脉冲位置上，用一个N维沃尔什码矩阵的向量进 行相位编码。

这种多周期的正交码相位编码，利用了编码向量的正交性，在无多普勒 效应的条件下，脉冲压缩的距离旁瓣与互补码一样为零。在考虑多普勒效应 的情况下，互补码和沃尔什码的脉冲压缩距离旁瓣虽不为零但很小，能够应 用于风廓线雷达。

现有技术的不足是：

(1)二相互补码，脉冲压缩子脉冲数为底数2的幂数，在设计上不够 方便，限制了脉冲压缩子脉冲数的选择灵活性。

(2)沃尔什码，要求雷达编码周期内的雷达周期数为底数2的幂数， 也同样在设计上不够方便，限制了信号处理时域积累数的选择灵活性。

(3)二相互补码和沃尔什码对抗无线电点频干扰的能力不足。

风廓线雷达的发射脉冲最大占空比Duty_cycle、雷达周期T_r、子脉冲宽 度τ、径速测量范围V_Rmax和工作波长λ，速度FFT频谱分析的FFT点数N_FFT， 这些指标参数将根据雷达的探测性能技术要求进行设计。本发明方法在此基 础上，给出一种基于费兰克码的风廓线雷达相位编码方法及电路。

本发明公开的这种基于费兰克码的风廓线雷达相位编码方法及电路，在 电路结构方面与现有技术没有实质性区别，其电路中固化或下载的程序是按 照本发明的方法完成的。本发明公开的这种基于费兰克码的风廓线雷达相位 编码电路，通常属于雷达频综电路的一部分，属于频综波形产生电路部分。

发明内容

本发明针对现有技术的不足，公开了一种基于费兰克码的风廓线雷达相 位编码方法及电路，使本发明的方法及电路与现有技术相比具备更好的对抗 无线电点频干扰信号的能力，解决二相互补码子脉冲数不能灵活选择、沃尔 什码在雷达编码周期内的雷达周期数不能灵活选择的问题，从而可以获得更 广泛的应用。

费兰克码编码矩阵为：

实现本发明方法并解决现有技术不足的技术方案是：

一种基于费兰克码的风廓线雷达相位编码方法，用编码矩阵进行多个编 码周期发射脉冲信号的相位编码，包括如下步骤：

步骤1，计算编码子脉冲数M。

根据发射脉冲最大占空比Duty_cycle、雷达周期T_r以及子脉冲宽度τ计算 出每个雷达周期内的子脉冲数M。

发射脉冲占空比Duty_cycle为发射脉冲的有效宽度与雷达周期之比，即 Duty_cycle＝Mτ/T_r，有

M＝uint[Duty_cycle T_r/τ]uint[]表示取无符号的整数。

步骤2，计算时域积累数N_c。

根据工作波长λ、径速测量范围V_Rmax和雷达周期T_r计算出时域积累数 N_c。

径速测量范围V_Rmax所确定的多普勒频率范围为2V_Rmax/λ。按照采样定理， 采样率应为最大多普勒频率的2倍，即采样率应为4V_Rmax/λ，对应的采样时 间为λ/(4V_Rmax)。信号处理速度FFT的采样时间为T_rN_c，因此有T_rN_c＝λ/(4V_Rmax)， 所以

N_c＝uint[λ/(4V_RmaxT_r)]uint[]表示取无符号的整数。

步骤3，选择编码周期数N。

根据编码子脉冲数M和信号处理时域积累数N_c选择编码周期数N，使N 满足M≤N≤N_c。

步骤4，调整时域积累数N_c和编码周期数N。

调整时域积累数N_c和编码周期数N，使N_cN_FFT可被N整除，N_FFT是信号 处理时域积累后FFT频谱分析的FFT点数。

步骤5，形成编码矩阵F′_N×M。

选择N维度的费兰克码矩阵F_N×N，在F_N×N中挑选M个列向量，按任意顺 序组合形成N×M维编码矩阵F′_N×M。

步骤6：用编码矩阵F′_N×M进行编码周期的发射脉冲的相位编码。

用编码矩阵F′_N×M进行N_cN_FFT/N个编码周期的发射脉冲的相位编码，编码 矩阵F′_N×M的N个行向量分别对编码周期内的N个雷达周期的发射脉冲进行 相位编码，编码矩阵F′_N×M每个行向量中的M个元素分别对相应周期内的M个 子脉冲进行相位编码。

编码周期在时间上一个接一个，用编码矩阵F′_N×M一个接一个地循环完成 多个编码周期的相位编码，共完成N_cN_FFT/N个编码周期的相位编码。

本发明方法，风廓线雷达的信号处理采用时域积累处理，在时域积累之 后进行速度FFT频谱分析。这种方法能够简单直观地表明在时域积累这段时 间内，多普勒效应引起的雷达回波相位变化不大、近似相等，从而可以在时 域积累时间内的多个周期进行相位编码和实现脉冲压缩。N_cN_FFT可被N整 除，以保证形成整数个数的编码周期，从而实现多周期相位编码。

本发明方法的有益效果是：费兰克码矩阵F_N×N的维数N满足M≤N≤N_c且N_cN_FFT可被N整除，编码矩阵F_N×N的维数N是满足上述要求的整数，而 F_N×N的维数N可以取较小的值，从而允许时域积累数N_c可以取较小的数，为 信号处理相参时间N_cN_FFTT_r的调整带来方便。

而沃什码的编码矩阵的维数N一定是底数为2的幂数,此时N_cN_FFT一定 可被N整除(因N_FFT是底数为2的幂数，且一般N_FFT＞＞N)，满足M≤N≤N_c时，N_c不能取小于N的值，使调整N_cN_FFT不够方便，从而使信号处理相参时 间N_cN_FFTT_r的调整也不够方便。

由于信号处理相参时间在风廓线雷达的探测中有时需要根据天气条件 进行调整，因此灵活调整时域积累数N_c可以提高风廓线雷达的探测性能。

此外在一些情况下，风廓线雷达在信号处理的设计上要求N_c取值较小， 限制了N，此时允许使用费兰克码矩阵F_N×N，而沃什码无法应用。

需要说明的是，可以用大点数的FFT代替时域积累，如进行N_cN_FFT点数 的FFT频谱分析。此时，大于风廓线雷达径速测量范围的频谱数据是没有意 义的，应当予以抛弃，风廓线雷达径速测量范围内的频谱数据是有效的数据。 此时的时域积累数作为风廓线雷达径速测量范围的一个重要参数，它和雷达 周期共同决定了径速测量范围。尽管信号处理可以不进行实际的时域积累， 但是按照时域积累参数设计出来的编码方法仍然是有效的。因此本发明方 法，按照具有时域积累来进行描述。

本发明所述的风廓线雷达相位编码方法，所述的发射脉冲包括M个子脉 冲,其发射波形为脉冲串波形，子脉冲之间具有一个确定的时间间隔。

发射脉冲信号，可以是普通脉冲波形，子脉冲在时间上是连续的，也可 以是脉冲串波形，子脉冲之间具有一个确定的时间间隔。费兰克码和沃什码 都是可以采用脉冲串波形的编码。

采用脉冲串波形的有益效果主要是降低了对接收机带宽的要求，使脉冲 压缩比达到理论计算值，并且也能降低发射信号的带宽，使发射频谱容易满 足无线电管理的要求。

采用脉冲串波形对于互补码来说，加大了近距离盲区，因此互补码一般 采用普通脉冲波形。费兰克码和沃什码都是正交码，由于都可以降低近距离 盲区，因此可以实际应用脉冲串波形。

本发明方法所述的风廓线雷达相位编码方法，步骤3，选择编码周期数N 时，进一步地改进为，使N满足LM≤N≤N_c/k，L是正整数，k为满足k≥1的 正实数，并且k、L满足约束kL≥4，步骤5，形成编码矩阵F′_N×M时，进一步 地改进为，在费兰克码矩阵F_N×N中按照间隔L和任意顺序挑选M个列向量， 形成N×M维编码矩阵F′_N×M。

其有益效果说明如下：

(1)费兰克码矩阵F_N×N中的一个列向量，对应编码周期内N个雷达周 期的一个子脉冲位置。列向量中的一个元素对应N个雷达周期中的一个雷达 周期。对一个子脉冲的多周期相位编码相当于载频的改变。费兰克码矩阵 F_N×N中的每个列向量对应一个载频频点，相邻列向量的频点间距为(1/T_r)/N。

(2)N满足LM≤N≤N_c/k，并按照频点间隔L挑选列向量，这样加大了 频点间距。此时挑选出的列向量的频点间距为(1/T_r)L/N。由于N≤N_c/k，频 点间距大于等于(1/T_r)kL/N_c，kL≥4，所以频点间距最小值为4/(T_rN_c)。

(3)此时频点间距最小值是可测多普勒频率最大值1/(T_rN_c)的4倍,测速 范围内的多普勒频率不会对距离旁瓣性能有大的影响。在考虑到信号处理中 速度FFT采用加权时，分析带宽一般不超过原来分析带宽的2倍，因此信号 处理采用加权时也不会对距离旁瓣性能有大的影响。kL≥4，使频点间距加 大，从而使相位编码的距离旁瓣减小。相位编码旁瓣特性是相位编码的关键 特性，减小相位编码的距离旁瓣对于风廓线雷达来说具有重要的意义。

本发明方法所述的相位编码方法，步骤3，选择编码周期数N时，进一 步地改进为，使N选择为(M+1)≤N≤N_c条件下的N值。

本发明方法所述的相位编码方法，步骤3，选择编码周期数N时，进一 步地改进为，使N选择为L(M+1)≤N≤N_c/k条件下的N值，并且k、L满足约 束kL≥4，步骤5，形成编码矩阵F′_N×M时，进一步地改进为，在费兰克码矩阵 F_N×N中按照间隔L和任意顺序挑选M个列向量，形成N×M维编码矩阵F′_N×M。

上述这2项进一步地改进，N的选择及其实现方式、原理及有益效果说 明如下：

(1)按照M+1个子脉冲来选择编码矩阵的维数N，在费兰克码矩阵F_N×N中按任意顺序挑选M个列向量或者按照间隔L和任意顺序挑选M个列向量， 形成N×M维新的编码矩阵F′_N×M，这时列向量的选择不会选择到所有的共 M+1个列向量。即按照M+1个子脉冲来设计编码矩阵的维数N，多出的一 个子脉冲的频点用于对抗无线电点频干扰。

(2)因此当出现无线电点频干扰靠近编码矩阵F′_N×M某个列向量所对应 的频点时，将这个列向量挑出来更换，则此时用F′_N×M编码即实现了脉冲压缩 能力又可以抑制这个无线电点频干扰。挑出与干扰信号频率频点最接近的列 向量进行更换，可以看作是对干扰信号频率的躲避和对抗。

(3)由于费兰克码矩阵F′_N×M中的每个列向量对应一个频点，因此躲避 和对抗无线电点频干扰容易实现，而沃什码每个列向量等效对应的频点不是 一个频点,而是具有频谱分布，靠更换列向量的方法不能完全躲避，无法对 抗。

实现本发明电路并解决现有技术不足的技术方案是：

一种基于费兰克码的风廓线雷达相位编码电路，用编码矩阵进行多个编 码周期发射脉冲信号的相位编码，其电路组成包括：存储电路1、时序电路 2、DDS电路3、幅度调制电路4、变频电路5和控制计算机6。

所述的相位编码电路其控制计算机6执行以下步骤：

步骤1,计算编码子脉冲数M。

根据发射脉冲最大占空比Duty_cycle、雷达周期T_r以及子脉冲宽度τ计算 出编码子脉冲数M。

M＝uint[Duty_cycle T_r/τ]uint[]表示取无符号的整数。

步骤2，计算时域积累数N_c。

根据工作波长λ、径速测量范围V_Rmax和雷达周期T_r计算出信号处理时域 积累数N_c。

N_c＝uint[λ/(4V_RmaxT_r)]uint[]表示取无符号的整数。

步骤3，选择编码周期数N。

根据编码子脉冲数M和时域积累数N_c选择编码周期数N，使N满足 LM≤N≤N_c/k，L是正整数，k为满足k≥1的正实数，并且k、L满足约束kL≥4。

步骤4，调整时域积累数N_c和编码周期数N。

调整时域积累数N_c和编码周期数N，使N_cN_FFT可被N整除，N_FFT是信号 处理时域积累后FFT频谱分析的FFT点数。

步骤5，形成编码矩阵F′_N×M。

选择N维度的费兰克码矩阵F_N×N，在F_N×N中按照间隔L挑选M个列向量， 按任意顺序组合形成N×M维编码矩阵F′_N×M。

步骤6，下载时序电路2的时序参数。

通过控制信号105下载时序参数到时序电路2，这些参数包括雷达周期 T_r、子脉冲数M，子脉冲间距τ_r、子脉冲宽度τ、编码周期数N，时域积累 数N_c和速度FFT频谱分析点数N_FFT。

步骤7，下载编码矩阵F′_N×M并启动时序电路2。

通过控制信号103将编码矩阵F′_N×M矩阵下载到存储电路1，并通过控制 信号105启动时序电路2。

存储电路1，其用于预先存储一个雷达周期的基带信号数据和下载的编 码矩阵F′_N×M，在时钟信号102和时序电路2给出的控制信号106的作用下， 向DDS电路3发送N_cN_FFT/N个编码周期的基带信号107和N_cN_FFT/N个编码周 期的编码信号108。

预先存储的一个雷达周期的基带信号数据为，l∈[0,T_r/t_s-1]，T_r为雷达周期，f_b为基带信号的频率，t_s为基带信号的采样时 间，l为样本序号。

存储电路1输出的相参时间内的基带信号107，其表达式为

存储电路1输出的相参时间内的编码信号108，其表达式为

式中，Q＝N_cN_FFT/N

v₁(t)为以下脉冲函数

f′_n.,m是F′_N×M中的一个元素。设计上不妨要求雷达周期T_r和子脉冲间距τ_r是基带信号采样时间t_s的整数倍。

时序电路2，其用于在时钟信号104和控制计算机6给出的控制信号105 的作用下，输出控制信号106对存储电路1进行控制。时序电路2根据下载 的时序参数，控制存储器1的地址和数据总线，使存储电路1产生N_cN_FFT/N 个编码周期的基带信号107与编码信号108，并产生N_cN_FFT/N个编码周期的 脉冲幅度控制信号109，发送到幅度调制电路4。

时序电路2产生的相参时间内的脉冲幅度控制信号109，其表达式为

v₂(t)为以下脉冲函数

τ为子脉冲宽度，τ≤τ_r，子脉冲宽度小于等于子脉冲间距。

DDS电路3，其用于在时钟信号101的作用下，完成基带信号107和编 码信号108的数据合成和数模转换，输出模拟的编码中频信号110。

DDS电路3包括了两路数字乘法器，一个加法器、一个DAC数模转换器 及模拟滤波器。时钟信号101用于DAC数模转换器的时钟。存储电路1输出 基带信号107和编码信号108送到DDS电路3，DDS电路3输出编码中频信 号110。在DDS电路3中进行如下运算：基带信号u(l)的实部与编码信号P(l) 的实部相乘，基带信号u(l)的虚部与编码信号P(l)的虚部相乘，然后两个乘 积项相减，结果是：

其中,

f′_n,m是编码矩阵F′_N×M的一个元素，arg()表示取复数相角的函数。

DDS电路3中，DAC数模转换器及模拟滤波器对B(l)进行数模转换，输出 的模拟信号即为编码中频信号110，其表达式为：

其中，

幅度调制电路4，其用于在脉冲幅度控制信号109的作用下，将模拟的 编码中频信号110调制为模拟的编码中频脉冲信号111，并输出到变频电路 5。

输出的编码中频脉冲信号111，其表达式为

变频电路5用于将本振信号112和编码中频脉冲信号111变频为风廓线 雷达的发射脉冲信号113。

本振信号112可以写为本振信号112与编码中频脉冲 信号111相乘滤波取和频或差频，经过放大，发射脉冲信号113其表达式为：

式中：f₀＝f_L±f_b，f₀为发射脉冲载频频率，发射脉冲载 频相位。A为信号幅度。

随着计算、存储、波形产生等硬件技术的发展，采用费兰克码矩阵F_N×N进行多相位的相位编码越来越容易实现。这种基于费兰克码的风廓线雷达相 位编码方法及电路，可以采用普通脉冲或脉冲串波形，具有低的距离旁瓣、 子脉冲数选择灵活，可以用于对抗有源干扰信号,广泛适用于各型风廓线雷 达，具有很好的应用前景。

附图说明

图1本发明雷达发射脉冲示意图

图2雷达发射脉冲编码周期示意图

图3用编码矩阵进行一个编码周期的发射脉冲的相位编码示意图

图4相位编码信号产生电路原理框图

图5本发明方法具体实施例1、2、3、5的步骤流程图

图6本发明方法具体实施例4、6的步骤流程图

图7本发明电路具体实施例7控制计算机6的计算和控制流程图。

图1表示了一个雷达周期内发射脉冲的波形示意图，画出了脉冲串波 形。如果子脉冲间隔τ_r与子脉冲宽度τ相等，则子脉冲在波形上是一个宽的 普通脉冲，此时相位编码是对宽的普通脉冲内的等分的子脉冲进行相位编 码。在发射脉冲总宽度所示的时间段内，接收通道被脉冲风廓线雷达的收发 开关关闭，不采集数据。在量程延时所示的时间段内，接收通道打开，雷达 的中频接收机采集数据。

从图中看到，一个雷达周期T_r内，有M个子脉冲，子脉冲宽度为τ，子 脉冲间隔为τ_r，雷达周期T_r＝τ_PulseAll+τ_Rmax，其中发射脉冲的总宽度 τ_PulseAll＝τ_r(M-1)+τ，量程延时τ_Rmax＝2R_max/C，R_max为距离量程，C代表光速。 风廓线雷达的周期T_r主要取决于τ_Rmax，τ_Rmax＞＞τ_PulseAll，考虑到减小距离映像 的影响，一般雷达的周期T_r设计为远远大于量程延时τ_Rmax，即T_r＞＞τ_Rmax。

图2表示了发射脉冲编码周期示意图，一个编码周期NT_r时间内，有N 个雷达周期，图2中表示了每个雷达周期T_r内的发射脉冲总宽度τ_PulseAll这个 时间段。图2中表示了编码周期在时间上一个接一个，总共有N_cN_FFT个雷达 周期，N_cN_FFT/N为整数，编码周期的个数是N_cN_FFT/N，为整数。

图3表示了用编码矩阵进行一个编码周期的发射脉冲的相位编码示意 图。图3中时间轴被分为N段。时间1这一段代表[0，T_r)表示第一个雷达 周期时间段，时间2这一段代表[T_r，2T_r)表示第二个雷达周期时间段，时 间N这一段代表[(N-1)T_r，NT_r)表示第N个雷达周期时间段。

这N个雷达周期组成了一个雷达编码周期。每个雷达周期内有M个发射 的子脉冲。图中画出的子脉冲为脉冲串波形，如果子脉冲间隔与子脉冲宽度 相等，则子脉冲在波形上是一个宽的普通脉冲，此时相位编码是对宽的普通 脉冲内的等分的子脉冲进行相位编码。

图3中表示了一个编码周期内对N×M个子脉冲进行相位编码控制的编 码矩阵F′_N×M，f′_n,m为编码矩阵F′_N×M中的元素。

F′_N×M中的第一个行向量(f′_1,1,f′_1,2,…,f′_1,M)对编码周期内的第一个雷达周期 进行相位编码，f′_1,1对应第一个子脉冲，f′_1,2对应第二个子脉冲，f′_1,M对应第M 个子脉冲。F′_N×M中的第二个行向量(f′_2,1,f′_2,2,…,f′_2,M)对编码周期内的第二个雷达 周期进行相位编码，f′_2,1对应第一个子脉冲，f′_2,2对应第二个子脉冲，f′_2,M对 应第M个子脉冲。F′_N×M中的第N个行向量(f′_N,1,f′_N,2,…,f′_N,M)对编码周期内的第 N个雷达周期进行相位编码，f′_N,1对应第一个子脉冲，f′_N,2对应第二个子脉冲， f′_N,M对应第M个子脉冲。

F′_N×M中的第一个列向量(f′_1,1,f′_2,1,…,f′_N,1)^T对应编码周期中各雷达周期的第 一个子脉冲，F′_N×M中的第二个列向量(f′_1,2,f′_2,2,…,f′_N,2)^T对应编码周期中各雷达 周期的第二个子脉冲，F′_N×M中的第M个列向量(f′_1,M,f′_2,M,…,f′_N,M)^T对应编码周 期中各雷达周期的第M个子脉冲。

图4为相位编码信号产生电路原理框图，其组成包括：存储电路1，时 序电路2，DDS电路3，幅度调制电路4，变频电路5，控制计算机6。图4 中的输入输出及连接包括：

时钟信号101：DDS电路3的时钟信号

时钟信号102：存储电路1的时钟信号

控制信号103：控制计算机6提供给存储电路1的数据下载及控制信号

时钟信号104：时序电路2的时钟信号

控制信号105：控制计算机6提供给时序电路2的数据下载及控制信号

控制信号106：时序电路2对存储电路1的控制信号

基带信号107：存储电路1输出到DDS电路3的基带信号

编码信号108：存储电路1输出到DDS电路3的编码信号

控制信号109：时序电路2对幅度调制电路4的控制信号

编码中频信号110：DDS电路3输出的基带编码中频信号

编码中频脉冲信号111：幅度调制电路4输出的基带编码中频脉冲信号

本振信号112：雷达频综提供的变频电路5的本振输入信号

发射脉冲信号113：上变频电路5的输出信号。

图5是本发明方法具体实施例1、2、3、5的步骤流程图。

步骤201：计算编码子脉冲数M

步骤202：计算时域积累数N_c

步骤203：选择编码周期数N

步骤204：调整时域积累数N_c和编码周期数N

步骤205：形成编码矩阵F′_N×M

步骤206：用编码矩阵F′_N×M进行多个编码周期的相位编码，共完成 N_cN_FFT/N个编码周期的相位编码。

图6是本发明方法具体实施例4、6的步骤流程图。

步骤301：计算编码子脉冲数M

步骤302：计算时域积累数N_c

步骤303：选择编码周期数N

步骤304：调整时域积累数N_c和编码周期数N

步骤305：形成编码矩阵F′_N×M

步骤306：用编码矩阵F′_N×M进行多个编码周期的相位编码，共完成 N_cN_FFT/N个编码周期的相位编码。

图7是本发明电路具体实施例7控制计算机6的计算和控制流程图。图 7中表示了进行一次计算和控制的步骤。

步骤401：计算编码子脉冲数M

步骤402：计算时域积累数N_c

步骤403：选择编码周期数N

步骤404：调整时域积累数N_c和编码周期数N

步骤405：形成编码矩阵F′_N×M

步骤406：下载时序电路2的时序参数

步骤407：下载编码矩阵F′_N×M到存储电路1，并启动时序电路2。

附图中，各标号所代表的部件列表如下：

1、存储电路，2、时序电路，3、DDS电路，4、幅度调制电路，5、变频 电路。

具体实施方式

以下对本发明的方法及电路的具体实施方式进行举例说明，所举实例用 于解释和充分说明本发明的技术方案及适用性。

实施例1：

一种可移动式L波段边界层风廓线雷达，工作频率f₀＝1320MHz，最大探 测高度R_max＝3km，风速测量范围为0～60m/s(最大风速V_max＝60m/s),高模式 距离分辨力为D＝120m，高模式采用相位编码，发射脉冲最大占空比 Duty_cycle＝10％，斜波束倾角α＝14.8°。

量程延时τ_Rmax根据最大探测高度R_max计算出来，τ_Rmax＝2R_max/C＝20μS，C 为光速，设计风廓线雷达的雷达周期T_r＝50μS，可以满足距离量程的需要， 且T_r＞＞τ_Rmax，发射脉冲总宽度τ_PulseAll允许值较大，可采用脉冲串波形，子脉冲 间距为子脉冲宽度的2倍。参看图1及其说明，图1表示了一个雷达周期内 发射脉冲总宽度τ_PulseAll、量程延时τ_Rmax和雷达周期T_r的关系。

风廓线雷达的信号处理FFT点数N_FFT通常为512。工作波长λ根据工作 频率f₀计算出来，λ＝C/f₀＝0.2273m。子脉冲宽度τ根据距离分辨力D换算出 来，τ＝2D/C＝0.8μS。最大径速V_Rmax根据最大风速V_max和斜波束倾角α计算出 来，V_Rmax＝V_max sin(α),V_Rmax＝15.4m/S。

针对本实施例，本发明方法技术方案的具体实施说明如下：

一种基于费兰克码的风廓线雷达相位编码方法，用编码矩阵进行多个编 码周期发射脉冲信号的相位编码,包括以下步骤：

步骤1,计算编码子脉冲数M。

M＝uint[Duty_cycle T_r/τ]

本实施例，参见图5中的步骤201，Duty_cycle＝10％，T_r＝50μS，τ＝0.8μS， 可以计算出子脉冲数M＝6，此时实际占空比为9.6％不超过10％。

步骤2，计算时域积累数N_c。

N_c＝uint[λ/(4V_RmaxT_r)]

本实施例，参见图5中的步骤202，λ＝0.2273m，V_Rmax＝15.3m/S，T_r＝50 μS，可以计算出时域积累数N_c，计算得N_c＝74。

步骤3，选择编码周期数N。

根据编码子脉冲数M和信号处理时域积累数N_c选择编码周期数N，使N 满足M≤N≤N_c。进一步地选择N，使N满足LM≤N≤N_c/k，L是正整数，k 为满足k≥1的正实数，并且k、L满足约束kL≥4。

对于本例，参见图5中的步骤203，6≤N≤74。进一步选择N＝24，存 在k＝3、L＝4，此时N满足LM≤N≤N_c/k，且满足约束kL≥4。

步骤4，调整时域积累数N_c和编码周期数N。

调整时域积累数N_c和编码周期数N，使N_cN_FFT可被N整除。对于本例， 参见图5中的步骤204，将N_c由74调整为72，N＝24不用调整，N_c的调整 量很小，对相参时间的影响很微小，对探测性能无影响，调整后 N_cN_FFT/N＝1536为整数。

步骤5，形成编码矩阵F′_N×M。

选择N维度的费兰克码矩阵F_N×N，在F_N×N中挑选M个列向量，按任意顺 序组合形成N×M维编码矩阵F′_N×M。进一步地在挑选M个列向量时是按照间 隔L挑选列向量，所挑选出的列向量可以按照任意顺序形成N×M维新的编 码矩阵F′_N×M。

对于本例，参见图5中的步骤205，L＝4、N＝24，则F_24×24包括了24个 列向量。按照间隔L＝4顺序挑选到6个列向量，得到6个列向量组成的24×6 维的弗兰克编码矩阵F′_24×6为：

C′_n,m＝4nm n＝0,1,2,…,23 m＝0,1,2,3,4,5

步骤6：用编码矩阵F′_N×M进行编码周期的发射脉冲的相位编码。

编码周期在时间上一个接一个，用编码矩阵F′_N×M一个接一个地循环完成 多个编码周期的相位编码，共完成N_cN_FFT/N个编码周期的相位编码。

对于本例，参见图5中的步骤206，用上述编码矩阵F′_24×6，进行 N_cN_FFT/N＝1536个编码周期的发射脉冲的相位编码。

参看图2及其说明，图2表示了一个编码周期包括了N个雷达周期，编 码周期在时间上一个接一个。

编码矩阵F′_24×6的24个行向量分别对编码周期内的24个雷达周期的发射 脉冲进行相位编码，编码矩阵F′_24×6每个行向量中的6个元素分别对相应周期 内的6个子脉冲进行相位编码。参看图3及其说明，图3表示了编码矩阵F′_N×M的元素f′_n,m与雷达周期序号n和子脉冲序号m之间的关系，这里的雷达周期序 号n是指在一个雷达编码周期内的序号。

实施例2：

一种固定式L波段边界层风廓线雷达，工作频率f₀＝1320MHz，最大探测 高度R_max＝6km，风速测量范围为0～60m/s(最大风速V_max＝60m/s)，高模式距 离分辨力为D＝120m，高模式采用相位编码，发射脉冲最大占空比 Duty_cycle＝10％，斜波束倾角α＝14.8°。

量程延时τ_Rmax根据最大探测高度R_max计算出来，τ_Rmax＝2R_max/C＝40μS，C 为光速，设计风廓线雷达的雷达周期T_r＝80μS，可以满足距离量程延时的 需要，T_r＞＞τ_Rmax，发射脉冲总宽度τ_PulseAll允许较大值，可以采用脉冲串波形， 子脉冲间距为子脉冲宽度的2倍。参看图1及其说明，图1表示了一个雷达 周期内发射脉冲总宽度τ_PulseAll、量程延时τ_Rmax和雷达周期T_r的关系。风廓线雷 达的信号处理FFT点数N_FFT通常为512。工作波长λ根据工作频率f计算出 来，λ＝C/f＝0.2273m。子脉冲宽度τ根据距离分辨力D换算出 来,τ＝2D/C＝0.8μS。最大径速V_Rmax根据最大风速V_max和斜波束倾角α计算出 来，V_Rmax＝V_max sin(α),V_Rmax＝15.3m/S。

针对本实施例，本发明方法技术方案的具体实施说明如下：

一种基于费兰克码的风廓线雷达相位编码方法，用编码矩阵进行多个编 码周期发射脉冲信号的相位编码,包括以下步骤：

步骤1,计算编码子脉冲数M。

M＝uint[Duty_cycle T_r/τ]

本实施例，参见图5中的步骤201，Duty_cycle＝10％，T_r＝80μS，τ＝0.8μS， 可以计算出子脉冲数10，此时占空比为10％不超过10％。

步骤2，计算时域积累数N_c。

N_c＝uint[λ/(4V_RmaxT_r)]

本实施例，参见图5中的步骤202，λ＝0.2273m，V_Rmax＝15.3m/S，T_r＝80 μS，可以计算出时域积累数N_c，计算得N_c＝46。

步骤3，选择编码周期数N。

根据编码子脉冲数M和信号处理时域积累数N_c选择编码周期数N，使N 满足M≤N≤N_c。进一步地选择N，使N满足LM≤N≤N_c/k，L是正整数，k 为满足k≥1的正实数，并且k、L满足约束kL≥4。

对于本例，参见图5中的步骤203，10≤N≤46。进一步选择N＝10，存 在k＝4.6、L＝1，此时N满足LM≤N≤N_c/k，且满足约束kL≥4。

步骤4，调整时域积累数N_c和编码周期数N。

调整时域积累数N_c和编码周期数N，使N_cN_FFT可被N整除，N_FFT是信号 处理时域积累后FFT频谱分析的FFT点数。

对于本例，参见图5中的步骤204，时域积累数N_c由46调整为45,N＝10 不变，N_c的调整量很小，对相参时间的影响很微小，对探测性能无影响，调 整后N_cN_FFT/N＝2304为整数。

步骤5，形成编码矩阵F′_N×M。

选择N维度的费兰克码矩阵F_N×N，在F_N×N中挑选M个列向量，按任意顺 序组合形成N×M维编码矩阵F′_N×M。进一步地在挑选M个列向量时是按照间 隔L挑选列向量，所挑选出的列向量可以按照任意顺序形成N×M维新的编 码矩阵F′_N×M。

对于本例，参见图5中的步骤205，L＝1，N＝10，则F_10×10包括了10个 列向量。按照顺序挑选到10个列向量，得到10个列向量组成的10×10维的 弗兰克编码矩阵F′_10×10为：

C′_n,m＝nm n＝0,1,2,…,9 m＝0,1,2,…,9

步骤6：用编码矩阵F′_N×M进行编码周期的发射脉冲的相位编码。

编码周期在时间上一个接一个，用编码矩阵F′_N×M一个接一个地循环完成 多个编码周期的相位编码，共完成N_cN_FFT/N个编码周期的相位编码。

对于本例，参见图5中的步骤206，用上述编码矩阵F′_10×10，进行 N_cN_FFT/N＝2304个编码周期的发射脉冲的相位编码。

参看图2及其说明，图2表示了一个编码周期包括了N个雷达周期，编 码周期在时间上一个接一个。

编码矩阵F′_10×10的10个行向量分别对编码周期内的10个雷达周期的发射 脉冲进行相位编码，编码矩阵F′_10×10每个行向量中的10个元素分别对相应周 期内的10个子脉冲进行相位编码，参看图3及其说明。图3表示了编码矩 阵F′_N×M的元素f′_n,m与雷达周期序号n和子脉冲序号m之间的关系，这里的雷达 周期序号n是指在一个雷达编码周期内的序号。

实施例3：

一种固定式L波段边界层风廓线雷达，工作频率f₀＝1320MHz，最大探测 高度R_max＝10km，风速测量范围为0-80m/s(最大风速V_max＝80m/s)，高模式 距离分辨力为D＝240m，高模式采用相位编码，发射脉冲最大占空比 Duty_cycle＝10％，斜波束倾角α＝14.8°。

量程延时τ_Rmax根据最大探测高度R_max计算出来，τ_Rmax＝2R_max/C＝66.7μS， C为光速，设计风廓线雷达的雷达周期T_r＝100μS，可以满足距离量程的需 要，T_r＞＞τ_Rmax，发射脉冲总宽度τ_PulseAll最大值为33.3μS，发射脉冲可采用脉冲 波形。参看图1及其说明，图1表示了一个雷达周期内发射脉冲总宽度τ_PulseAll、 量程延时τ_Rmax和雷达周期T_r的关系。风廓线雷达的信号处理FFT点数N_FFT通 常为512。工作波长λ根据工作频率f计算出来，λ＝C/f＝0.2273m。子脉冲 宽度τ根据距离分辨力D换算出来，τ＝2D/C＝1.6μS。最大径速V_Rmax根据最大 风速V_max和斜波束倾角α计算出来，V_Rmax＝V_max sin(α),V_Rmax＝20.4m/S。

针对本实施例，本发明方法技术方案的具体实施说明如下：

一种基于费兰克码的风廓线雷达相位编码方法，用编码矩阵进行多个编 码周期发射脉冲信号的相位编码,包括以下步骤：

步骤1,计算编码子脉冲数M。

M＝uint[Duty_cycle T_r/τ]

本实施例，参见图5中的步骤201，Duty_cycle＝10％，T_r＝100μS，τ＝1.6μS， 可以计算出子脉冲数，M＝6，此时占空比为9.6％不超过10％。

步骤2，计算时域积累数N_c。

N_c＝uint[λ/(4V_RmaxT_r)]

本实施例，参见图5中的步骤202，λ＝0.2273m，V_Rmax＝20.4m/S，T_r＝100 μS，可以计算出时域积累数N_c，计算得N_c＝28。

步骤3，选择编码周期数N。

根据编码子脉冲数M和时域积累数N_c选择编码周期数N，使N满足 M≤N≤N_c。进一步地选择N，使N满足LM≤N≤N_c/k，L是正整数，k为满 足k≥1的正实数，并且k、L满足约束kL≥4。

对于本例，参见图5中的步骤203，6≤N≤28，进一步选择N＝6，存在 k＝4.67、L＝1，此时满足LM≤N≤N_c/k，且满足约束kL≥4。

步骤4，调整时域积累数N_c和编码周期数N。

调整时域积累数N_c和编码周期数N，使N_cN_FFT可被N整除，N_FFT是信号 处理时域积累后FFT频谱分析的FFT点数。

对于本例，参见图5中的步骤204，时域积累数N_c由28调整为27,N＝6 不变，对相参时间的影响很微小，对探测性能无影响，调整后N_cN_FFT/N＝2304 为整数。

步骤5，形成编码矩阵F′_N×M。

选择N维度的费兰克码矩阵F_N×N，在F_N×N中挑选M个列向量，按任意顺 序组合形成N×M维编码矩阵F′_N×M。进一步地在挑选M个列向量时是按照间 隔L挑选列向量，所挑选出的列向量可以按照任意顺序形成N×M维新的编 码矩阵F′_N×M。

对于本例，参见图5中的步骤205，L＝1，N＝6，则F_6×6包括了6个列 向量。按照顺序挑选到6个列向量，得到6个列向量组成的6×6维的弗兰克 编码矩阵F′_6×6为：

C′_n,m＝nm n＝0,1,2,…,5 m＝0,1,2,…,5

步骤6：用编码矩阵F′_N×M进行编码周期的发射脉冲的相位编码。

编码周期在时间上一个接一个，用编码矩阵F′_N×M一个接一个地循环完成 多个编码周期的相位编码，共完成N_cN_FFT/N个编码周期的相位编码。

对于本例，参见图5中的步骤206，用上述编码矩阵F′_6×6，进行 N_cN_FFT/N＝2304个编码周期的发射脉冲的相位编码。

参看图2及其说明。图2表示了一个编码周期包括了N个雷达周期，编 码周期在时间上一个接一个。

编码矩阵F′_6×6的6个行向量分别对编码周期内的6个雷达周期的发射脉 冲进行相位编码，编码矩阵F′_6×6每个行向量中的6个元素分别对相应周期内 的6个子脉冲进行相位编码，参看图3及其说明。图3表示了编码矩阵F′_N×M的元素f′_n,m与雷达周期序号n和子脉冲序号m之间的关系，这里的雷达周期序 号n是指在一个雷达编码周期内的序号。

对于本例，信号处理的时域积累数N_c＝27，FFT的点数N_FFT＝512，也可 以不进行实际的时域积累，改为采用27×512＝13824点FFT进行多普勒频谱 分析，抛弃代表大于V_Rmax＝20.4m的频谱数据，保留小于等于V_Rmax＝20.4m的 频谱数据作为有效数据。此时时域积累数N_c＝27作为设计过程中的一个重要 参数。

实施例4：

一种固定式P波段对流层风廓线雷达，工作频率f₀＝445MHz，最大探测 高度R_max＝12km，风速测量范围为0-100m/s(最大风速V_max＝100m/s)，高模式 距离分辨力为D＝240m，高模式采用相位编码，发射脉冲最大占空比 Duty_cycle＝10％，斜波束倾角α＝14.8°。

量程延时τ_Rmax根据最大探测高度R_max计算出来，τ_Rmax＝2R_max/C＝80μS，C 为光速，设计风廓线雷达的雷达周期T_r＝120μS，可以满足量程的需要， T_r＞＞τ_Rmax，发射脉冲总宽度τ_PulseAll允许值较大，发射脉冲可采用脉冲串波形， 子脉冲间距为子脉冲宽度的2倍。参看图1及其说明，图1表示了一个雷达 周期内发射脉冲总宽度τ_PulseAll、量程延时τ_Rmax和雷达周期T_r的关系。风廓线雷 达的信号处理FFT点数N_FFT通常为512。工作波长λ根据工作频率f计算出 来，λ＝C/f＝0.674m。子脉冲宽度τ根据距离分辨力D换算出来， τ＝2D/C＝1.6μS。最大径速V_Rmax根据最大风速V_max和斜波束倾角α计算出来， V_Rmax＝V_max sin(α),V_Rmax＝25.6m/S。

针对本实施例，本发明方法技术方案的具体实施说明如下：

一种基于费兰克码的风廓线雷达相位编码方法，用编码矩阵进行多个编 码周期发射脉冲信号的相位编码,包括以下步骤：

步骤1,计算编码子脉冲数M。

M＝uint[Duty_cycle T_r/τ]

本实施例，参见图6中的步骤301，Duty_cycle＝10％，T_r＝120μS，τ＝1.6μS， 可以计算出子脉冲数，M＝7，此时占空比为9.3％不超过10％。

步骤2，计算时域积累数N_c。

N_c＝uint[λ/(4V_RmaxT_r)]

本实施例，参见图6中的步骤302，λ＝0.674m，V_Rmax＝25.6m/S，T_r＝120 μS，可以计算出时域积累数N_c，计算得N_c＝54。

步骤3，选择编码周期数N。

根据编码子脉冲数M和时域积累数N_c选择编码周期数N，使N满足 M≤N≤N_c。进一步地选择N，使N满足L(M+1)≤N≤N_c/k，L是正整数，k为 满足k≥1的正实数，并且k、L满足约束kL≥4。

对于本例，参见图6中的步骤303，7≤N≤54，进一步选择N＝8，存在 k＝6.75、L＝1，此时满足L(M+1)≤N≤N_c/k，且满足约束kL≥4。

步骤4，调整时域积累数N_c和编码周期数N。

调整时域积累数N_c和编码周期数N，使N_cN_FFT可被N整除，N_FFT是信号 处理时域积累后FFT频谱分析的FFT点数。

对于本例，参见图6中的步骤304，N_c和N调整量为0，N_cN_FFT/N＝3456 为整数。

步骤5，形成编码矩阵F′_N×M。

选择N维度的费兰克码矩阵F_N×N，在F_N×N中挑选M个列向量，按任意顺 序组合形成N×M维编码矩阵F′_N×M。进一步地在挑选M个列向量时是按照间 隔L挑选列向量，所挑选出的列向量可以按照任意顺序形成N×M维新的编 码矩阵F′_N×M。

对于本例，参见图6中的步骤305，L＝1，N＝8，则F_8×8包括了8个列 向量。按照顺序挑选到7个列向量，得到7个列向量组成的8×7维的费兰克 编码矩阵F′_8×7为：

C′_n,m＝nm n＝0,1,2,…,7 m＝0,1,2,…,6

步骤6：用编码矩阵F′_N×M进行编码周期的发射脉冲的相位编码。

编码周期在时间上一个接一个，用编码矩阵F′_N×M一个接一个地循环完成 多个编码周期的相位编码，共完成N_cN_FFT/N个编码周期的相位编码。

对于本例，参见图6中的步骤306，用上述编码矩阵F′_8×7，进行 N_cN_FFT/N＝3456个编码周期的发射脉冲的相位编码。

参看图2及其说明，图2表示了一个编码周期包括了N个雷达周期，编 码周期在时间上一个接一个。

编码矩阵F′_8×7的8个行向量分别对编码周期内的8个雷达周期的发射脉 冲进行相位编码，编码矩阵F′_8×7每个行向量中的7个元素分别对相应周期内 的7个子脉冲进行相位编码，参看图3及其说明。图3表示了编码矩阵F′_N×M的元素f′_n,m与雷达周期序号n和子脉冲序号m之间的关系，这里的雷达周期序 号n是指在一个雷达编码周期内的序号。

本例中N＞M，编码矩阵F′_8×7中未选择矩阵F_8×8的最后一个列向量，在其 对应的频点上如果出现点频干扰，则可以抑制这个点频干扰。在某个频点上 如果出现点频干扰，则在挑选M＝7个列向量，形成8×7维的编码矩阵F′_8×7时， 不挑选点频干扰对应的列向量，从而躲避和对抗这个点频干扰。

实施例5：

一种固定式P波段高对流层风廓线雷达，工作频率f₀＝445MHz，最大探 测高度R_max＝16km，风速测量范围为0-100m/s(最大风速V_max＝100m/s)，高模 式距离分辨力为D＝480m，高模式采用相位编码，发射脉冲最大占空比 Duty_cycle＝20％，斜波束倾角α＝14.8°。

量程延时τ_Rmax根据最大探测高度R_max计算出来，τ_Rmax＝2R_max/C＝106.6μS， C为光速，设计风廓线雷达的雷达周期T_r＝160μS，可以满足量程的需要， T_r＞＞τ_Rmax，发射脉冲总宽度τ_PulseAll最大值为53.4μS，发射脉冲可以采用脉冲波 形。参看图1及其说明，图1表示了一个雷达周期内发射脉冲总宽度τ_PulseAll、 量程延时τ_Rmax和雷达周期T_r的关系。风廓线雷达的信号处理FFT点数N_FFT通 常为512。工作波长λ根据工作频率f计算出来，λ＝C/f＝0.674m。子脉冲宽 度τ根据距离分辨力D换算出来，τ＝2D/C＝3.2μS。最大径速V_Rmax根据最大风 速V_max和斜波束倾角α计算出来，V_Rmax＝V_max sin(α),V_Rmax＝25.6m/S。

针对本实施例，本发明方法技术方案的具体实施说明如下：

一种基于费兰克码的风廓线雷达相位编码方法，用编码矩阵进行多个编 码周期发射脉冲信号的相位编码,包括以下步骤：

步骤1,计算编码子脉冲数M。

M＝uint[Duty_cycle T_r/τ]

本实施例，参见图5中的步骤201，Duty_cycle＝20％，T_r＝160μS，τ＝3.2μS， 可以计算出子脉冲数，M＝10，此时占空比为20％。

步骤2，计算时域积累数N_c。

N_c＝uint[λ/(4V_RmaxT_r)]

本实施例，参见图5中的步骤202，λ＝0.674m，V_Rmax＝25.6m/S，T_r＝160 μS，可以计算出时域积累数N_c，计算得N_c＝41。

步骤3，选择编码周期数N。

根据编码子脉冲数M和信号处理时域积累数N_c选择编码周期数N，使N 满足M≤N≤N_c。进一步地选择N，使N满足LM≤N≤N_c/k，L是正整数，k 为满足k≥1的正实数，并且k、L满足约束kL≥4。

对于本例，参见图5中的步骤203，10≤N≤41，进一步选择N＝20，存 在k＝2、L＝2，此时满足LM≤N≤N_c/k，且满足约束kL≥4。

步骤4，调整时域积累数N_c和编码周期数N。

调整时域积累数N_c和编码周期数N，使N_cN_FFT可被N整除，N_FFT是信号 处理时域积累后FFT频谱分析的FFT点数。对于本例，参见图5中的步骤204， N_c＝41调整为N_c＝40，对相参时间的影响很微小，对探测性能无影响，N的 调整量为0，则N_cN_FFT/N＝1024为整数。

步骤5，形成编码矩阵F′_N×M。

选择N维度的费兰克码矩阵F_N×N，在F_N×N中挑选M个列向量，按任意顺 序组合形成N×M维编码矩阵F′_N×M。进一步地在挑选M个列向量时是按照间 隔L挑选列向量，所挑选出的列向量可以按照任意顺序形成N×M维新的编 码矩阵F′_N×M。

对于本例，参见图5中的步骤205，L＝2，N＝20，则F_20×20包括了20个 列向量。按照间隔L＝2顺序挑选到10个列向量，得到10个列向量组成的 20×10维的弗兰克编码矩阵F′_20×10为：

C′_n,m＝2nm n＝0,1,2,…,19 m＝0,1,2,…,9

步骤6：用编码矩阵F′_N×M进行编码周期的发射脉冲的相位编码。

编码周期在时间上一个接一个，用编码矩阵F′_N×M一个接一个地循环完成 多个编码周期的相位编码，共完成N_cN_FFT/N个编码周期的相位编码。

对于本例，参见图5中的步骤206，用上述编码矩阵F′_20×10，进行 N_cN_FFT/N＝1024个编码周期的发射脉冲的相位编码。

参看图2及其说明，图2表示了一个编码周期包括了N个雷达周期，编 码周期在时间上一个接一个。

编码矩阵F′_20×10的20个行向量分别对编码周期内的20个雷达周期的发射 脉冲进行相位编码，编码矩阵F′_20×10每个行向量中的10个元素分别对相应周 期内的10个子脉冲进行相位编码，参看图3及其说明。图3表示了编码矩 阵F′_N×M的元素f′_n,m与雷达周期序号n和子脉冲序号m之间的关系，这里的雷达 周期序号n是指在一个雷达编码周期内的序号。

实施例6：

一种固定式UHF波段高对流层风廓线雷达，工作频率f₀＝52MHz，最大探 测高度R_max＝24km，风速测量范围为0-120m/s(最大风速V_max＝120m/s)，高模 式距离分辨力为D＝480m，高模式采用相位编码，发射脉冲最大占空比 Duty_cycle＝20％，斜波束倾角α＝14.8°。

量程延时τ_Rmax根据最大探测高度R_max计算出来，τ_Rmax＝2R_max/C＝160μS，C 为光速，设计风廓线雷达的雷达周期T_r＝240μS，可以满足距离量程的需要， T_r＞＞τ_Rmax，发射脉冲总宽度τ_PulseAll最大值为80μS，发射脉冲可以采用脉冲波 形。参看图1及其说明，图1表示了一个雷达周期内发射脉冲总宽度τ_PulseAll、 量程延时τ_Rmax和雷达周期T_r的关系。风廓线雷达的信号处理FFT点数N_FFT通 常为512。工作波长λ根据工作频率f计算出来，λ＝C/f＝5.77m。子脉冲宽 度τ根据距离分辨力D换算出来，τ＝2D/C＝3.2μS。最大径速V_Rmax根据最大风 速V_max和斜波束倾角α计算出来，V_Rmax＝V_max sin(α),V_Rmax＝30.6m/S。

针对本实施例，本发明方法技术方案的具体实施说明如下：

一种基于费兰克码的风廓线雷达相位编码方法，用编码矩阵进行多个编 码周期发射脉冲信号的相位编码,包括以下步骤：

步骤1,计算编码子脉冲数M。

M＝uint[Duty_cycle T_r/τ]

本实施例，参见图6中的步骤301，Duty_cycle＝20％，T_r＝240μS，τ＝3.2μS， 可以计算出子脉冲数，M＝15，此时占空比为20％不超过20％。

步骤2，计算时域积累数N_c。

N_c＝uint[λ/(4V_RmaxT_r)]

本实施例，参见图6中的步骤302，λ＝5.77m，V_Rmax＝30.6m/S，T_r＝240 μS，可以计算出时域积累数N_c，计算得N_c＝196。

步骤3，选择编码周期数N。

根据编码子脉冲数M和信号处理时域积累数N_c选择编码周期数N，使N 满足M≤N≤N_c。进一步地选择N，使N满足L(M+1)≤N≤N_c/k，L是正整数， k为满足k≥1的正实数，并且k、L满足约束kL≥4。

对于本例，参见图6中的步骤303，15≤N≤196，进一步选择N＝16，存 在k＝12.25,L＝1，此时满足L(M+1)≤N≤N_c/k，且满足约束kL≥4。

步骤4，调整时域积累数N_c和编码周期数N。

调整时域积累数N_c和编码周期数N，使N_cN_FFT可被N整除，N_FFT是信号 处理时域积累后FFT频谱分析的FFT点数。对于本例，参见图6中的步骤304， N_c和N的调整量为0，N_cN_FFT/N＝6272为整数。

步骤5，形成编码矩阵F′_N×M。

选择N维度的费兰克码矩阵F_N×N，在F_N×N中挑选M个列向量，按任意顺 序组合形成N×M维编码矩阵F′_N×M。进一步地在挑选M个列向量时是按照间 隔L挑选列向量，所挑选出的列向量可以按照任意顺序形成N×M维新的编 码矩阵F′_N×M。

对于本例，参见图6中的步骤305，L＝1，N＝16，则F_16×16包括了16个 列向量。按照间隔L＝1顺序挑选到15个列向量，得到15个列向量组成的 16×15维的弗兰克编码矩阵F′_16×15为：

C′_n,m＝nm n＝0,1,2,…,15 m＝0,1,2,3,…,14

步骤6：用编码矩阵F′_N×M进行编码周期的发射脉冲的相位编码。

编码周期在时间上一个接一个，用编码矩阵F′_N×M一个接一个地循环完成 多个编码周期的相位编码，共完成N_cN_FFT/N个编码周期的相位编码。

对于本例，参见图6中的步骤306，用上述编码矩阵F′_16×15，进行 N_cN_FFT/N＝6272个编码周期的发射脉冲的相位编码。

参看图2及其说明，图2表示了一个编码周期包括了N个雷达周期，编 码周期在时间上一个接一个。

编码矩阵F′_16×15的16个行向量分别对编码周期内的16个雷达周期的发射 脉冲进行相位编码，编码矩阵F′_16×15每个行向量中的15个元素分别对相应周 期内的15个子脉冲进行相位编码，参看图3及其说明。图3表示了编码矩 阵F′_N×M的元素f′_n,m与雷达周期序号n和子脉冲序号m之间的关系，这里的雷达 周期序号n是指在一个雷达编码周期内的序号。

本例中N＞M，未被选择到编码矩阵F′_16×15中的F_16×16的最后一个列向量， 在其对应的频点上如果出现点频干扰，则可以抑制这个点频干扰。

实施例7：

一种固定式L波段边界层风廓线雷达，工作频率f₀＝1320MHz，最大探测 高度R_max＝10km，风速测量范围为0-80m/s(最大风速V_max＝80m/s)，高模式 距离分辨力为D＝240m，高模式采用相位编码，发射脉冲最大占空比 Duty_cycle＝10％，斜波束倾角α＝14.8°。

量程延时τ_Rmax根据最大探测高度R_max计算出来，τ_Rmax＝2R_max/C＝66.7μS， C为光速，设计风廓线雷达的雷达周期T_r＝100μS，可以满足距离量程的需 要，T_r＞＞τ_Rmax，发射脉冲总宽度τ_PulseAll最大值为33.3μS，发射脉冲可以采用脉 冲波形，τ_r＝τ。参看图1及其说明，图1表示了一个雷达周期内发射脉冲总 宽度τ_PulseAll、量程延时τ_Rmax和雷达周期T_r的关系。风廓线雷达的信号处理FFT 点数N_FFT通常为512。工作波长λ根据工作频率f计算出来， λ＝C/f＝0.2273m。子脉冲宽度τ根据距离分辨力D换算出来， τ＝2D/C＝1.6μS。τ_r＝τ＝1.6μS。最大径速V_Rmax根据最大风速V_max和斜波束倾角 α计算出来，V_Rmax＝V_max sin(α),V_Rmax＝20.4m/S。

针对本实施例，本发明电路技术方案的具体实施说明如下：

一种基于费兰克码的风廓线雷达相位编码电路，用编码矩阵进行多个编 码周期发射脉冲信号的相位编码，其电路组成包括：存储电路1、时序电路 2、DDS电路3、幅度调制电路4、变频电路5和控制计算机6。

所述的相位编码电路，其控制计算机(6)执行以下步骤：

步骤1,计算编码子脉冲数M。

M＝uint[Duty_cycle T_r/τ]

对于本例，参见图7中的步骤401，Duty_cycle＝10％，T_r＝100μS，τ＝1.6μS， 可以计算出子脉冲数，M＝6，此时实际占空比为9.6％不超过10％。

步骤2，计算时域积累数N_c。

N_c＝uint[λ/(4V_RmaxT_r)]

对于本例，参见图7中的步骤402，λ＝0.2273m，V_Rmax＝20.4m/S，T_r＝100 μS，可以计算出时域积累数N_c＝uint[λ/(4V_RmaxT_r)]，计算得N_c＝28。

步骤3，选择编码周期数N。

根据编码子脉冲数M和信号处理时域积累数N_c选择编码周期数N，使N 满足M≤N≤N_c。进一步地选择N，使N满足LM≤N≤N_c/k，L是正整数，k 为满足k≥1的正实数，并且k、L满足约束kL≥4。

对于本例，参见图7中的步骤403，选择N＝6，存在k＝4.66、L＝1，此 时满足LM≤N≤N_c/k，且满足约束kL≥4。

步骤4，调整时域积累数N_c和编码周期数N。

调整时域积累数N_c和编码周期数N，使N_cN_FFT可被N整除，即 Q＝N_cN_FFT/N为整数，N_FFT是时域积累后FFT频谱分析的FFT点数。

对于本例，参见图7中的步骤404，时域积累数N_c由28调整为27,N＝6 不变，对相参时间的影响很微小，对探测性能无影响，调整后N_cN_FFT/N＝2304 为整数。

步骤5，形成编码矩阵F′_N×M。

选择N维度的费兰克码矩阵F_N×N，在F_N×N中按照间隔L挑选M个列向量， 按任意顺序组合形成N×M维编码矩阵F′_N×M。

对于本例，参见图7中的步骤405，L＝1，N＝6，则F_6×6包括了6个列 向量。按照顺序挑选到6个列向量，得到6个列向量组成的6×6维的费兰克 编码矩阵F′_6×6为：

C′_n,m＝nm n＝0,1,2,…,5 m＝0,1,2,…,5

步骤6，下载时序电路2的时序参数。

对于本例，参见图7中的步骤406，这些参数包括雷达周期T_r、子脉冲 数M，子脉冲间距τ_r、子脉冲宽度τ、编码周期数N，时域积累数N_c和速度 FFT频谱分析点数N_FFT。

步骤7，下载编码矩阵F′_N×M并启动时序电路2。通过控制信号103将编 码矩阵F′_N×M矩阵下载到存储电路1，并启动时序电路2，参见图7中的步骤 407。

本发明电路的原理框图参见图4。

存储电路1，其用于存储一个雷达周期的基带信号数据和编码矩阵F′_N×M， 在时钟信号102和时序电路2给出的控制信号106的作用下，向DDS电路3 发送N_cN_FFT/N个编码周期的基带信号107和N_cN_FFT/N个编码周期的编码信 号108。本例，时钟信号102的频率设计为240MHz,基带信号采样时间为时 钟信号102频率的倒数，t_s＝(1/240)μS。基带信号频率设计为，f_b＝60MHz。 基带信号相位不妨设计为，

存储电路1输出的相参时间内的基带信号107，其表达式为

存储电路1输出的相参时间内的编码信号108，其表达式为

式中，Q＝N_cN_FFT/N

v₁(t)为以下脉冲函数

f′_n.,m是F′_N×M中的一个元素。设计上不妨要求雷达周期T_r和子脉冲间距τ_r是基带信号采样时间t_s的整数倍。本例，T_r＝100μS，τ_r＝τ＝1.6μS， t_s＝(1/240)μS，满足上述整倍数关系。

时序电路2，其用于在时钟信号104和控制计算机6给出的控制信号105 的作用下，输出控制信号106对存储电路1进行控制，使存储电路1产生基 带信号107和编码信号108，并产生N_cN_FFT/N个编码周期的脉冲幅度控制信 号109，发送到幅度调制电路4。

时序电路2产生的相参时间内的脉冲幅度控制信号109，其表达式为

v₂(t)为以下脉冲函数

τ为子脉冲宽度，对于本例，τ＝τ_r，子脉冲宽度等于子脉冲间距。

时序电路2根据时序参数，控制存储器1的地址和数据总线，正常工作 时使存储器1输出基带信号107和编码信号108。对于本例，时钟信号104 的频率设计为10MHz，可以实现对脉冲宽度0.1μS的控制精度要求。

DDS电路3，其用于在时钟信号101的驱动下，完成基带信号107和编 码信号108的数据合成和数模转换，输出模拟的编码中频信号110。

DDS电路3包括了两路数字乘法器，一个加法器、一个DAC数模转换器 及模拟滤波器。时钟信号101用于DAC数模转换器的时钟。存储电路1输出 基带信号107和编码信号108送到DDS电路3，DDS电路3输出编码中频信 号110。在DDS电路3中进行如下运算：基带信号u(l)的实部与编码信号P(l) 的实部相乘，基带信号u(l)的虚部与编码信号P(l)的虚部相乘，然后相减， 结果是：

其中,

对于本例，DDS电路3的时钟信号101的频率设计亦为240MHz，该频率 值与时钟信号101的频率相同。

DDS电路3中，DAC数模转换器及模拟滤波器对B(l)进行数模转换，输出 的模拟信号即为编码中频信号110，其表达式为：

其中，

幅度调制电路4，其用于在脉冲幅度控制信号109的作用下，将编码中 频信号110调制为编码中频脉冲信号111，并输出到变频电路5。

输出的编码中频脉冲信号111，其表达式为

变频电路5用于将本振信号112和编码中频脉冲信号111变频为风廓线 雷达的发射脉冲信号113。

本振信号112可以写为本振信号112与编码中频脉冲 信号111相乘滤波取和频或差频，经过放大，发射脉冲信号113其表达式为：

式中：f₀＝f_L±f_b，f₀为发射脉冲载频频率，发射脉冲载 频相位。A为信号幅度。对于本例，本振信号112的频率f_L＝1260MHz， Q＝N_cN_FFT/N＝2304，N＝6，M＝6，

T_r＝100μS，τ_r＝1.6μS，τ＝1.6μS，f₀＝f_L+f_b＝1320MHz，N_c＝27，N_FFT＝512，t∈[0,N_cN_FFTT_r)，N_cN_FFTT_r＝1.3824S。

定义相对时间t_q,n,m＝t-qNT_r-nT_r-mτ_r，则t＝t_q,n,m+qNT_r+nT_r+mτ_r， 相对时间t_q,n,m表示按照每个子脉冲的起始时刻为时间零点去采集(描述)各 子脉冲的波形。

将t的表达式代入上式载频部分,又由于2πf₀(qNT_r+nT_r+mτ_r)＝2πl， l＝qN(f₀T_r)+n(f₀T_r)+m(f₀τ_r)，设计上不妨要求f₀T_r和f₀τ_r均为整数，则l为 整数。发射脉冲的每个子脉冲，可重写为：

本实施例，子脉冲的相位编码值列表如下：

以上所举实例仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明。本发明 的方法及电路用于风廓线雷达频综电路波形产生部分，为风廓线雷达提供了 一种基于费兰克码的相位编码技术，采用新的码型，指出了编码矩阵维数与 信号处理涉及的时域积累数之间的关系，指出了为获得良好的距离旁瓣性能 所需要的约束关系，说明了一种实现电路，列举了多个实施例，充分说明了 本发明方法及电路在风廓线雷达领域，能够运用于各种规格型号的风廓线雷 达，具有比较广泛的适用性。