法律状态公告日
法律状态信息
法律状态
2017-05-17
授权
授权
2015-09-30
实质审查的生效 IPC(主分类):H02J3/01 申请日:20150515
实质审查的生效
2015-09-02
公开
公开
技术领域
本发明属于有源电力滤波器电流控制技术领域,更为具体地讲,涉及一种 基于无阻尼电阻LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法。
背景技术
近年来,有源电力滤波器(APF)越来越多地采用高阶滤波器,如LC、LCL 和LLCL滤波器,来代替传统单电感并网逆变器。LCL滤波器的滤波效果优于单 电感滤波器,LLCL滤波器的滤波效果优于LCL滤波器。要得到相同的纹波滤除 效果,LLCL可以取得最小的电感量。
针对APF应用的LCL和LLCL滤波器的参数设计和稳定控制是逆变器研究 的一大热点。LLCL滤波器的设计需要确定四个自由参数:三个电感,一个电容, 并要综合考虑纹波衰减率、滤波电感电压降、电容无功电流、逆变桥纹波电流 等因素,具有一定难度。
LCL滤波器在转折频率点存在高幅值的谐振峰,难以稳定控制。一个简单 的方法是通过电容支路串联阻尼电阻,降低谐振峰幅值。但在实际应用中,电 容支路的纹波电流会在电阻上产生较大的损耗、发热严重,对电阻的选型和冷 却条件有较高要求,不适合大容量APF应用。并且,电阻的引入增大了电容支 路的阻抗,违背了电容支路低阻抗的初衷,影响滤波效果。
为了取消阻尼电阻,各国学者做了大量的研究工作,特别是针对LCL滤波 器控制的研究,主要有以下几种方法:
一、将LCL滤波器输出电流反馈点从电网侧转移到逆变桥侧。反馈逆变桥 电流有利于稳定控制,但逆变桥电流中富含的高频成分将被引入控制环,这可 能会干扰控制环的正常运行;
二、直接对网侧电流进行闭环控制可以避免上述问题,具体包括以下方法:一 种方法是所谓的“有源阻尼(Active Damping)”法,通过反馈电容电压或电流, 构成多变量反馈系统,取得了不错的效果。代价是需要额外的传感器,并且增 加了控制环的复杂程度。第二种方法为状态反馈极点配制和阻尼函数法,但由 于电网电感的不确定性,可能存在参数鲁棒性问题。第三种方法为电流加权平 均法,对网侧电流和逆变桥电流进行加权平均,LCL滤波器能够被简化为单电 感滤波器,大为降低了闭环控制难度。缺点是需要额外反馈逆变桥电流,增加 了传感器数量,并且电网电感的变化会影响控制性能。相比于LCL滤波器有源 阻尼策略方面研究,LLCL滤波器无阻尼策略方面研究文献还比较少。采用无 源阻尼方案,在大容量APF应用中将不利于效率的提高;而采用一种有源阻尼 和无源阻尼并联的混合阻尼方案,能提高LLCL并网逆变器在弱电网中的稳定 性,虽然提高了效率,却引入了一定的附加损耗。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足,提供一种基于LLCL滤波的有源 电力滤波器复合控制方法,利用数字系统固有延时,对LLCL滤波器不稳定极 点位置进行配置,实现LLCL滤波器的无阻尼电阻自稳定控制。
一种基于LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法,其特征在于,包括以 下步骤:
(1)、PLL锁相环模块根据电网电压ug得到电网电压的相位角θ和角频率 ω0;
(2)、abc-dq0坐标变换模块根据相位角θ,将电网电压ug变为dq0坐标系下 的电压ugd、ugq、ug0,同时将三电平VSI交流侧电流i1变为dq0坐标系下的电流i1d、 i1q、i10;
(3)、直流电压控制模块将三电平VSI直流侧电压的给定值与三电平VSI 直流侧电压udc1作差,再与三电平VSI直流侧电压udc2作差,将得到的差值进行 PI控制,得到有功电流给定值同时将三电平VSI直流侧电压udc1与三电平VSI 直流侧电压udc2作差,将得到的差值进行PI控制,得到中性线电流给定值
(4)、谐波电流检测模块将负载电流iL进行离散傅里叶变换(DFT)得到谐 波电流iLdh、iLqh、iL0h;
(5)、电流控制模块计算输出控制量ud、uq、u0;
(5.1)、计算电流Δid:将有功电流给定值与谐波电流iLdh求和再与电流i1d作 差,得到
(5.2)、计算电流Δiq:将谐波电流iLqh与电流i1q作差,得到Δiq=iLqh-i1q;
(5.3)、计算电流Δi0:将中性线电流给定值与谐波电流i0Lh求和再与电流i10 作差,得到
(5.4)、电流控制模块根据上述角频率ω0,将计算得到的Δid、Δiq、Δi0先进 行复合控制,再经过延时环节延时,得到控制量ud、uq、u0;
(6)、电网电压前馈模块将步骤(2)所述电压ugd、ugq、ug0以及步骤(5) 所述的输出控制量ud、uq、u0进行叠加,得到控制量Vd、Vq、V0;
(7)、dq0-abc坐标变换模块根据上述相位角θ,将步骤(6)所述的控制量 Vd、Vq、V0变换到abc坐标系下的控制量Va、Vb、Vc;
(8)、SPWM模块根据步骤(7)所述的控制量Va、Vb、Vc产生开关函数Sa, Sb,Sc,控制三电平VSI的各个IGBT的开通关断,得到VSI输出电压信号;
(9)VSI输出电压信号和电网电压信号相互作用后,经过无阻尼电阻LLCL 滤波器转化为电流信号。
本发明的发明目的是这样实现的:
本发明发明一种基于LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法,通过数 字系统固有延时,对LLCL滤波器不稳定极点位置进行配置,实现LLCL滤波 器的无阻尼电阻自稳定控制。在具体配置时,将LLCL滤波器直接与电网相连, 减小了总电感量,降低系统成本和谐波输出能力,还避免了传统无源阻尼的附 加损耗和有源阻尼需要额外添加传感器或受模型精度影响的问题,非常适合大 功率逆变器应用。
附图说明
图1是有源电力滤波器的一种具体实施框图;
图2是电流控制模块进行PI控制内环的d轴控制结构图;
图3是增加不同延时环节时,离散域PI控制内环开环波特图;
图4是重复控制器在d轴的控制流程图;
图5是增加不同延时环节时,重复控制外环稳定性验证图;
图6是数字延时一拍后,本发明对有源电力滤波器补偿效果仿真图;
图7是无数字延时一拍时,本发明对有源电力滤波器补偿效果仿真图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述,以便本领域的技术人员更 好地理解本发明。需要特别提醒注意的是,在以下的描述中,当已知功能和设 计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时,这些描述在这里将被忽略。
实施例
图1是有源电力滤波器的一种具体实施框图。
在本实施例中,先对有源电力滤波器的内部结构作说明,如图1所示,有 源电力滤波器主要包括主电路和控制部分。
其中,主电路又包括三电平VSI 1、LLCL滤波器2、非线性负载3。三电平 VSI 1通过LLCL滤波器2与电网相连,非线性负载3直接与电网相连,从而组 成了一个完整的有源电力滤波器的主电路。
控制部分包括:锁相环PLL 4、abc-dq0坐标系变换模块5、直流电压控制 模块6、谐波电流检测模块7、电流控制模块8、电网电压前馈模块9、dq0-abc 坐标系变换10,SPWM调制模块11,构成了有源电力滤波器的控制部分。
下面结合实例对本发明进行详细说明:
S1、PLL锁相环模块根据电网电压ug获取到电网电压的相位角θ和角频率 ω0;
S2、abc-dq0坐标变换模块根据相位角θ,将电网电压ug变换到dq0坐标系下 的电压ugd、ugq、ug0,同时将三电平VSI交流侧电流i1变换到dq0坐标系下的电 流i1d、i1q、i10;
S3、计算输出有功电流给定值和中性线电流给定值
直流电压控制模块将三电平VSI直流侧电压的给定值与三电平VSI直流 侧电压udc1作差再与三电平VSI直流侧电压udc2作差,将得到的差值进行PI控制, 得到有功电流给定值同时将三电平VSI直流侧电压udc1与三电平VSI直流侧 电压udc2作差,将得到的差值进行PI控制,得到中性线电流给定值
S4、谐波电流检测模块将负载电流iL进行离散傅里叶变换(DFT)得到谐波 电流iLdh、iLqh、iL0h;
S5、电流控制模块计算输出控制量ud、uq、u0
S5.1)、计算电流Δid:将有功电流给定值与谐波电流iLdh求和再与电流i1d作 差,得到
S5.2)、计算电流Δiq:将谐波电流iLqh与电流i1q作差,得到Δiq=iLqh-i1q;
S5.3)、计算电流Δi0:将中性线电流给定值与谐波电流i0Lh求和再与电流i10作差,得到
S5.4)、电流控制模块根据上述角频率ω0,将计算得到的Δid、Δiq、Δi0先进 行复合控制,再经过延时环节延时,得到控制量ud、uq、u0;
在本实施例中,电流控制模块包括:PI控制器、重复控制器和基波周期延 时环节,且基波周期延时环节设置在PI控制器之后;其中,PI控制器的传递函 数为:
其中,Kp为比例参数,KI为积分参数,z为Z域算子;
重复控制器的传递函数为:
其中,z-N为基波周期延时环节,N为延时拍数,S(z)为补偿器,Q(z)为一个 低通滤波器。
在本实施例中,PI控制器采用单PI控制,在增加了基波周期延时环节之 后,电流控制模块进行PI控制内环的d轴控制结构图如图2所示,PI控制模块 和延时环节的控制流程为:
(1)重复控制器的输出量ied经过PI控制后得到输出量ued;
(2)ued经过基波周期延时环节后,得到电流控制模块的最终输出量ud。
验证电流控制模块PI控制内环的稳定性:图3(a)为未加延时环节离散域 PI控制内环开环波特图,图3(b)为延时一拍后离散域PI控制内环开环波特图, 图3(c)为延时两拍后离散域PI控制内环开环波特图。当幅值裕度Gm>0和相 角裕度Pm>0系统稳定,可知,延时一拍和两拍时,PI控制内环是稳定的。
在本实施例中,重复控制器在d轴的控制流程图,如图4所示,其中,低通 滤波器Q(z)为小于1的常数;补偿器S(z)由补偿相位的超前环节zk,一个均值滤 波器F1(z)和一个二阶低通滤波器组成F2(z),即:S(z)=krzkF1(z)F2(z),其中,z为Z 域算子,kr为重复控制器增益;重复控制器控制流程为:
(1)有功电流给定值与谐波电流iLdh求和再与电流i1d作差得到误差信号 E(z)d;
(2)将误差信号E(z)d与复合控制器中的重复信号发生器(Q(z)z-N)输出信 号相加,得到中间信号U(z)d;
(3)将中间信号U(z)d经过基波周期延时环节(z-N)和补偿器(S(z))后, 得到补偿器输出信号ied1;
(4)将误差信号E(z)d与补偿器输出值ied1相加,得到重复控制器的输出量ied;
验证电流控制模块重复控制外环稳定性。本实施例中,重复控制器参数为: Q(z)=0.85,补偿相位的超前环节zk=4,二阶低通滤波器的转折频率 选择3kHZ。图5(a)未加延时环节的稳定性检验图;图5(b)为延时一拍后 的稳定性检验图,图5(c)为延时两拍后的稳定性检验图。由图可知,只有延 时一拍时,电流控制模块重复控制外环是稳定的。
S6、电网电压前馈模块将步骤(2)所述电压ugd、ugq、ug0以及步骤(5)所 述的输出控制量ud、uq、u0进行叠加,得到控制量Vd、Vq、V0;
S7、dq0-abc坐标变换模块根据上述相位角θ,将步骤(6)所述的控制量Vd、 Vq、V0变换到abc坐标系下的控制量Va、Vb、Vc;
S8、SPWM模块根据步骤(7)所述的控制量Va、Vb、Vc得到对应的开关函 数Sa、Sb、Sc,并依此来控制三电平VSI的各个IGBT的开通关断,得到VSI 输出电压信号;
(9)VSI输出电压信号和电网电压信号相互作用后,经过无阻尼电阻LLCL 滤波器转化为电流信号。
其中,LLCL滤波器中,其网侧电流至逆变桥侧电压的传递函数为:
其中,s为S域算子,L1为VSI侧电感,L2为网侧电感,Lr和Cr为谐振支路 的电感和电容。
图6为数字延时一拍后,本发明对有源电力滤波器补偿效果仿真图。
其中电网线电压有效值为380V,额定功率为66.7kW,开关频率为12.8kHZ。 LLCL滤波器参数为L1为0.1mH,L2为0.06mH,Cr为10μF,Lr为15μH。
本实施例中,图6(a)中分别为负载电流,APF补偿电流和补偿后电网电 流;图6(b)中为负载电流和补偿后电网电流频谱图。从图中可以看出,利用 数字系统固有延时一拍,能够实现LLCL滤波器的无阻尼自稳定控制。负载电 流总谐波畸变率(THD)为29.29%,补偿后电流总谐波畸变率(THD)为5.81%。
图7为没有数字延时一拍时有源电力滤波器补偿效果仿真图。
图7(a)中分别为负载电流,APF补偿电流和补偿后网侧电流;图7(b) 中为负载电流和补偿后网侧电流频谱图。图(a)中补偿后电网电流严重畸变, 图(b)中负载电流总谐波畸变率(THD)为29.21%,补偿后电流总谐波畸变率 (THD)为80.80%。由此可知,未采用数字延时一拍,由于LLCL滤波器的谐 振峰导致系统不稳定。
尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述,以便于本技术领域的 技术人员理解本发明,但应该清楚,本发明不限于具体实施方式的范围,对本 技术领域的普通技术人员来讲,只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的 本发明的精神和范围内,这些变化是显而易见的,一切利用本发明构思的发明 创造均在保护之列。
机译: 单相有源电力滤波器的数字控制器及其控制方法
机译: 无电压输入型有源电力滤波器的输入电压预测方法及控制方法
机译: 无电压输入型有源电力滤波器的输入电压预测方法及控制方法