适用于脉宽调制的调幅信号的整流电路和无源射频标签

摘要

本发明所述一种适用于脉宽调制的调幅信号的整流电路和无源射频标签，在整流电路输出端与负载电路输入端及储能电容的正极端之间连接有单向导通单元，所述单向导通单元为由整流电路流向负载电路和储能电容方向的单向导通开关。因此在射频场能量为波峰时期，经过整流后的电流通过该单向导通单元输入至负载电路和储能电容，供给负载电路工作，并且储能电容储存电荷，当射频场能量为波谷时期，储能电容对外放电，由于该单向导通单元处于严格的反向偏置状态，因此电荷无法逆向流动至整流电路和线圈端口，避免了储能电荷的损失，提高了储能电荷利用率，因此可减少储能电容的使用数量，在保证标签芯片灵敏度的前提下，降低了标签芯片的成本。

说明书

技术领域

本发明属于射频识别技术领域，具体是指无源射频标签电路中进行能量收集和整流的整流电路模块，以及包含该整流电路模块的无源射频标签。

背景技术

无源射频识别(Radio Frequency Identification，RFID)标签本身不带电池，其依靠读卡器发送的电磁能量工作。由于它结构简单、经济实用，因而其在物流管理、资产追踪以及移动医疗领域获得了广泛的应用。

无源RFID标签的射频前端电路有两个输入端，分别与外部电感线圈的两端相连，是接收由读卡器所发出的下行(downlink)信号与射频场能量的接收端和标签向外发射反馈的上行(uplink)数据信号的发射端所共用的端口。首先，无源RFID标签工作时会从周围环境中吸收读卡器发送的电磁能量。无源RFID标签在吸收能量之后，将一部分能量整流为直流电源，以供无源RFID标签负载电路工作。其次，在从标签到读卡器设备发送数据信息的上行通讯过程中，无源射频标签采取负载调制(load modulation)的通讯方式，即通过所要发射出的数据信息来控制并改变射频前端的端口阻抗，该端口阻抗的变化会导致无源射频标签的电感线圈上流过的电流发生变化，在电感线圈两端的电压波形呈现出包络线依据所要发射的数据变化而变化的调幅调制波。其中，调幅调制波的载波频率与读卡器主动发出的射频场载波的频率一致，调幅调制波的包络线部分与端口阻抗变化有关，也即与所要发射出的数据有关。这样的调幅波形导致电 感线圈所引起的磁场发生变化。该磁场的变化作为反馈数据被读卡器的电感线圈通过磁场耦合的作用而接收，即完成数据上行通讯的任务。

无源射频标签的设计挑战是多方面的。其挑战首先在于用低功耗的电路技术实现复杂的数据传输功能，从而达到无源设计的要求。其次，挑战也在于用低成本设计技术，即尽可能小的芯片面积，达到较高的商业利润和满足小尺寸标签封装的物理要求。比如,在无源标签设计中不可避免地使用到储能电容。储能电容的大小决定电路中可用电能的多少，也是直接决定电路性能的关键参数。在现代的深亚微米集成制造工艺中，电容的大小毫无例外的与其所占用的面积成正比关系：所用芯片面积越大，储能电容值越大，电路性能越好。除了上述两者之外，更重要的，无源射频标签的关键性能指标为通讯灵敏度，即完成可靠通讯和各种读写操作的可用距离范围；灵敏度越高，距离越远，射频标签产品的性能越好。

应对上述第一个挑战的设计技术是全方位的低功耗系统设计，包括系统架构，集成制造工艺和所用集成器件的选取，电路模块的精细设计，以及物理版图的最优化实现等等。这是一个广泛而深远的课题，不在本发明专利所要讨论的范围之内。

应对上述第二个设计挑战，现有技术对大量的储能电容的依赖要尽可能的降低。储能电容往往挂在整流输出之后所接到的低压差稳压电源电路的输出端上。电路中各种模式转换和数字命令的解调和调制过程均会在低压差稳压电源的输出节点上产生下拉幅度不同的瞬间电压下拉波动，即电源电压的瞬间跳变。而低功耗的低压差稳压电源对此类瞬态跳变通常不能通过其电路内部的纠错反馈环路而充分抑制这些下拉波动。唯一可选的方法就是加大连接在该节点上的 储能电容。靠电容存储的电荷输送来缓解下拉波动的问题；电容越大，抑制波动的效果越好。

应对上述第三个设计挑战，即尽可能提高通讯灵敏度，也是和片上储能电容的大小相关的。储能电容越大,在同样的距离条件下的能量收集也会越多,也即灵敏度越高。除去片上储能电容的因素之外，与灵敏度，即通讯距离，直接相关的设计技术在于前面所述负载调制的实现。负载调制改变了线圈两端的等效负载阻抗，以改变负载上通过的电流大小，继而改变了交流电流所产生的磁场。改变的磁场耦合到读卡器的线圈上，即完成数据传输过程。但是，所有读卡器的解调能力都是有限的，有限的解调能力决定了上述磁场改变量必须满足一个最小的数值，才能在读卡器端被正确无误地解析出来。在耦合条件不变的情况下，即通讯距离一定的条件下，磁场的改变量是由标签线圈上的调制深度决定的。所以射频标签的发射端的调制深度决定了读卡器是否可以无误的解调出数据信号来。调制深度越大，读卡器解调越容易，通讯距离越远，灵敏度也越高。业界通常采取的调制深度的定义如图1。作为举例，图1中所示调制条幅波的各个参数的取值如下表所示。

参数符号 最小 最大 m＝(a-b)/(a+b) 90％ 100％ TF1 4*Tc 10*Tc TF2 0 0.5*TF1 TF3 0 0.5*TFd0 X 0 0.05*a Y 0 0.05*a

但是，射频标签线圈上电压的调制深度本身是一个随着射频场能量的增强而减小的参数。在读卡器与射频标签距离近时，无源射频标签处于读卡器发出的较强的射频场中，在这样的强场环境下，因为防止过高的电压击穿内部器件的可靠性缘故，波峰的幅度往往受到限幅电路的限制；此时波谷因为强场的缘 故而比弱场情况下高很多，这样的波峰波谷组合影响到近场情况下的调制深度不够大，使得市场上很多因为低成本而造成有限解调能力的读卡器不能正确解调射频标签芯片发出的上行数据。这就是业界通常遇到的近场条件下射频标签存在通讯应答盲区的主要原因之一。

另一方面，在无源射频标签距离读卡器距离较远时，无源射频标签处于弱场环境下，这时波谷会降低到相对较低的水平，于是就带来了能量收集上的困难，因为在包络线的波谷期间，线圈上的震荡幅度会小于整流电路中所固有的单向导通器件所需要的阈值电压的总和；此时整流器停止工作，能量收集也随之停止，射频标签芯片仅仅靠储能电容上存储的电荷工作。在如图2所示的现有无源射频标签电路结构中，在波峰的时间段，通过整流器输出的电荷对储能电容充电，导致包括储能电容及其周围相关节点的电压升高；在波谷的时间段，线圈端口的电压有可能低于当时储能电容及其周围相关节点的电压。此时，通常由MOS器件构成的整流电路中的单向导通单元的衬底节点，在业界公知的连接方式中，其电压会高于源、漏端扩散区的电压，从而造成正向导通通路。储能电容C1上的电荷会顺着正向导通电流流向线圈端口，造成储能电荷的损失，这样周期性的损失影响了系统整体的能量收集效率,导致负载电路由于电压过低而无法工作，射频标签在远端无响应，即标签的灵敏度降低。

在含有脉宽调制信号的场能量载波信号中，包络的波峰和波谷信号的宽度,即其等同于载波信号的脉冲周期数，分别代表所要传输的数字信息“1”和“0”的(根据约定不同，波峰和波谷对应的信号极性有所不同，此处不再分别赘述)。对于传输速率低的传输协议，该波谷宽度会比传输速率高的传输协议更大；而且当连续传输若干个波谷脉宽信号所代表的数字信息时(比如连续几个“0”数 字信息)，该波谷宽度会变得很大，对于此时的能量收集具有极大的挑战。

所以，无源射频标签上的储能电容的使用直接决定了无源射频标签系统成本和灵敏度两个重要的性能指标，如何更加高效的利用储能电容，在有限的储能电容的前提下，最大限度的提高射频标签的灵敏度成为该领域的一个备受关注的研究课题。

发明内容

本发明目的在于针对现有无源射频标签由于储能电容的限制而出现标签成本与灵敏度相互矛盾的问题，提供一种适用于从含有包络脉宽调制信息的场能量载波信号中收集能量的整流电路和无源射频标签，提高储能电容的利用率以减少储能电容的使用数量，在保证标签芯片灵敏度的前提下，达到降低标签芯片的面积，即成本的目的。

为实现上述目的，本发明所采取的技术方案为：一种适用于脉宽调制的调幅信号的整流电路，包括整流电路，所述整流电路输入端连接至第一天线端与第二天线端，输出端连接至负载电路输入端及储能电容的正极端，所述储能电容的负极端接地，所述整流电路输出端与负载电路输入端及储能电容的正极端之间还连接有单向导通单元，所述单向导通单元的输入端连接至整流电路输出端，单向导通单元的输出端连接至负载电路输入端及储能电容的正极端，单向导通单元的第一控制端与第二控制端分别连接至所述单向导通单元的输出端，用于在整流电路与负载电路和储能电容之间形成单向通路，以阻止储能电容的电流回流至整流电路和线圈端口。

实现本发明目的的技术方案还进一步包括，所述单向导通单元为P型MOS 管，所述P型MOS管的源极连接至整流电路输出端，作为所述单向导通单元的输入端，所述P型MOS管的漏极连接至负载电路输入端及储能电容的正极端，作为所述单向导通单元的输出端，所述P型MOS管的栅极连接至其漏极，所述P型MOS管的衬底连接至其漏极。

或者，所述单向导通单元为N型MOS管，所述N型MOS管的漏极连接至整流电路输出端，作为所述单向导通单元的输入端，所述N型MOS管的源极连接至负载电路输入端及储能电容的正极端，作为所述单向导通单元的输出端，所述N型MOS管的栅极连接至其漏极，所述N型MOS管的衬底连接至其漏极。

本发明实施例的另一目的在于提供一种包括上述适用于脉宽调制的调幅信号的整流电路的无源射频标签。

本发明所述一种适用于脉宽调制的调幅信号的整流电路和无源射频标签，在整流电路输出端与负载电路输入端及储能电容的正极端之间连接有单向导通单元，所述单向导通单元为由整流电路流向负载电路和储能电容方向的单向导通开关。因此在射频场能量为波峰时期，经过整流后的电流通过该单向导通单元输入至负载电路和储能电容，供给负载电路工作，并且储能电容储存电荷，当射频场能量为波谷时期，储能电容对外放电，由于该单向导通单元处于严格的反向偏置状态，因此电荷无法逆向流动至整流电路和线圈端口，避免了储能电荷的损失，电荷只能输入至负载电路中供给负载电路工作，提高了储能电容的储能电荷利用率，因此可减少储能电容的使用数量，在保证标签芯片灵敏度的前提下，达到降低标签芯片的面积，即成本的目的，解决了现有的无源射频标签成本与灵敏度相矛盾的问题。

附图说明

图1为无源射频标签线圈上感应到的场能量的包络图；

图2是现有无源射频标签电路结构图；

图3是本发明无源射频标签电路结构图；

图4是本发明无源射频标签实施例一结构图；

图5是本发明无源射频标签实施例二结构图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图3所示为本发明无源射频标签电路结构图。本发明所述一种针对脉宽调制的整流电路，包括整流电路，所述整流电路输入端连接至第一天线端ANTA1与第二天线端ANTB1，输出端连接至负载电路输入端及储能电容C1的正极端，所述储能电容C1的负极端接地。所述整流电路输出端与负载电路输入端及储能电容C1的正极端之间还连接有单向导通单元，所述单向导通单元的输入端连接至整流电路输出端，单向导通单元的输出端连接至负载电路输入端及储能电容C1的正极端，单向导通单元的第一控制端ctrl1与第二控制端ctrl2分别连接至所述单向导通单元的输出端，如此结构使得所述单向导通单元形成为由整流电路方向向负载电路和储能电容C1方向的单向导通开关。因此在射频场能量为波峰时期，经过整流后的电流可通过该单向导通单元输入至负载电路和储能电容C1， 供给负载电路工作，并且储能电容储存电荷；当射频场能量为波谷时期，线圈上的震荡幅度小于整流电路中所有具有单向导通特性的器件的阈值电压(比如正半周时期的二极管D4的阈值电压和单向导通单元阈值电压，或者负半周时期的二极管D3的阈值电压和单向导通单元阈值电压)，此时能量收集停止，射频标签芯片仅仅靠储能电容C1上存储的电荷工作。此时，储能电容C1上的电荷会流动至负载电路，供给负载电路继续工作，而由于单向导通单元处于反向关断状态，电荷无法逆向流动至整流电路和线圈端口，避免了电荷的损失，提高了储能电容C1的储能电荷利用率，因此可减少储能电容的使用数量，在保证芯片成本的前提下，实现了标签在远端(或弱场环境下)具有较高灵敏度的目的，解决了现有的无源射频标签成本与灵敏度相矛盾的问题。

实施例一

图4是本发明无源射频标签实施例一结构图。该实施例中，所述单向导通单元为P型MOS管PM1，所述P型MOS管PM1的源极连接至整流电路输出端，作为所述单向导通单元的输入端，所述P型MOS管PM1的漏极连接至负载电路输入端及储能电容的正极端，作为所述单向导通单元的输出端，所述P型MOS管PM1的栅极作为单向导通单元的第一控制端ctrl1连接至其漏极，最后，作为本发明技术的关键点，所述P型MOS管PM1的衬底作为单向导通单元的第二控制端ctrl2连接至其漏极。

P型MOS管的传统接法都是将MOS管的衬底接到最高电位，即MOS管的源极，这被称为反向连接。这是因为PMOS管的衬底是N-型掺杂的N-阱区域，在集成度很高的CMOS集成工艺中，为了尽量减少衬底与周围相邻的NMOS管形成寄生的 电流正反馈环路而触发不可逆的死锁(Latch-Up)的发生，该N-阱衬底需要接到最高的电压点，以使得衬底形成牢固的反向偏置二极管，杜绝死锁现象。而本专利中，如果该P型MOS管的衬底反向连接，P型MOS管的源极电压会跟着线圈端口电压的降低而降低，储能电容C1的正极端对P型MOS管的源极端以及与其相连的衬底端形成正向偏置，储能电容上的电荷会顺着正向偏置流向线圈端口，造成储能电荷的损失，这样周期性的损失影响了系统整体的能量收集效率。因此本专利中采取与传统接法相反的结构，避免上述波谷条件下的储能电荷泄露。同时，本技术在本领域中不会造成传统设计所担心的死锁现象，原因包括：

其一，无源射频标签的工作电流基本上都是微安(10^-6安培)甚至是纳安(10^-9安培)数量级，该数量级的电流实际上不会触发死锁现象；

其二，本设计技术所对应的版图物理设计会有意增加周围的保护环(guard-ring)和有意拉远能够产生寄生正反馈回路的器件与该P型MOS器件的距离，有效地降低了可能形成的反馈回路的增益系数，使其无法达到正反馈的效果。

实施例二

图5是本发明无源射频标签实施例二结构图。该实施例中，所述单向导通单元为N型MOS管NM1，所述N型MOS管NM1的漏极连接至整流电路输出端，作为所述单向导通单元的输入端，所述N型MOS管NM1的源极连接至负载电路输入端及储能电容C1的正极端，作为所述单向导通单元的输出端，所述N型MOS管NM1的栅极作为单向导通单元的第一控制端ctrl1连接至其漏极，最后，作为本发明技术的关键点，所述N型MOS管NM1的衬底作为单向导通 单元的第二控制端ctrl2连接至其漏极。

同样原理，如果该N型MOS管NM1按照传统接法将其衬底接到最低电位以避免死锁现象，在波谷的时间段，储能电容C1的正极端，也即N型MOS管NM1的衬底端，会对线圈端口形成正向偏置，电容上的电荷会顺着正向偏置流向线圈端口，造成储能电荷的损失。因此本专利中采取与传统接法相反的结构，避免上述波谷条件下的储能电荷泄露，提高了储能电容的电荷利用率，也即减少储能电容的使用数量以达到降低芯片成本的目的。

本发明实施例另一目的在于提供一种包含上述适用于脉宽调制的调幅信号的整流电路的无源射频标签，所述无源射频标签的整流电路输出端与负载电路输入端及储能电容的正极端之间连接有单向导通单元，所述单向导通单元为由整流电路流向负载电路和储能电容方向的单向导通开关。因此在射频场能量为波峰时期，经过整流后的电流通过该单向导通单元输入至负载电路和储能电容，供给负载电路工作，并且储能电容储存电荷，当射频场能量为波谷时期，储能电容对外放电，由于该单向导通单元处于严格的反向偏置状态，因此电荷无法逆向流动至整流电路和线圈端口，避免了储能电荷的损失，电荷只能输入至负载电路中供给负载电路工作，提高了储能电容的储能电荷利用率，因此可减少储能电容的使用数量，在保证标签芯片灵敏度的前提下，达到降低标签芯片的面积，即成本的目的，解决了现有的无源射频标签成本与灵敏度相矛盾的问题。