集成电感器的软磁铁氧体磁芯宽频相对磁导率的测量方法

摘要

集成电感器的软磁铁氧体磁芯宽频相对磁导率的测量方法，属于电磁计量领域。为了解决现有宽频相对磁导率测量方法操作复杂和稳定性差的问题。所述集成电感器包括软磁铁氧体磁芯和板型印制电路；本方法中分别建立了集成电感器的等效电路模型和空载时的等效电路模型，再结合对应的阻抗特性，计算集成电感器等效电感的频率特性；利用几何尺寸测量的方法获取模型中的参数，进一步得到软磁铁氧体磁芯宽频相对磁导率。本发明适用于集成电感器的软磁铁氧体宽频相对磁导率的测量。

说明书

技术领域

本发明属于电磁计量领域。

背景技术

随着半导体器件的发展以及电路拓扑的改进，电力电子变换器的工作频率得以不断提 高，然而电磁干扰(EMI)的存在限制了工作效率的进一步提高。在电力电子设备工作的 频率范围内，其电磁干扰以传导干扰(0.15～30MHz)为主，抑制传导干扰最有效的措施 是加装EMI滤波器。为了在滤波器设计阶段能够准确地预测其插入损耗，为了设计更为 有效的电感，需要掌握软磁铁氧体磁芯的高频特性，其中一个重要的电磁参数就是磁芯的 相对磁导率。虽然有很多磁性材料可以应用于高频环境下，例如锰锌铁氧体、镍锌铁氧、 超微晶软磁磁合金等，但是由于相对磁导率的非线性和高频时电感的寄生效应，仍然很难 预测EMI滤波器的插入损耗。通常情况下，生产厂家给出的材料相对磁导率都是低频状 态下的初始磁导率，最高频率也不超过3MHz。因此在高频情况下，初始磁导率将不再具 有参考价值，必须采用测量的方法重新确定该频率下的相对磁导率，以便更好地掌握材料 的非线性磁特性。

目前比较成熟的相对磁导率测量方法按测量原理分主要有两种，分别是网络参数法、 谐振腔法。其中，网络参数法是借助对材料散射参数及复反射系数的测量来计算材料的电 磁参数，这样传播常数的确定与样品的厚度密切相关，当样品的厚度是测试频率对应的半 个波导波长的整数倍时，该方法很不稳定，测量的结果不够精确；谐振腔法是通过测量品 质因数及谐振频率来计算材料的电磁参数，对装置的要求较高，波导器件需要较多，装置 的微扰影响和负载引起的失谐都会引发实验的误差。因此，提出一种宽频相对磁导率的测 量方法，利用集成电感器进行测量，简化实验操作、稳定且具有高度可重复性，使得测量 结果具有很高的稳定性和准确性。

发明内容

本发明的目的是为了解决现有宽频相对磁导率测量方法操作复杂和稳定性差的问题， 本发明提供一种集成电感器的软磁铁氧体磁芯宽频相对磁导率的测量方法。

本发明的集成电感器的软磁铁氧体磁芯宽频相对磁导率的测量方法，

所述集成电感器包括软磁铁氧体磁芯和板型印制电路，所述方法包括如下步骤：

步骤一：根据集成电感器的结构，建立集成电感器的高频等效电路模型一；

步骤二：利用网络分析仪测量集成电感器的阻抗特性，包括幅频特性和相频特性，并 得到集成电感器的阻抗特性的曲线；

步骤三：测量网络分析仪空载时的阻抗特性，得到空载时的阻抗特性曲线；

步骤四：根据步骤三得到的空载时的阻抗特性曲线，进行建模，获得空载时的等效电 路模型二；

步骤五：将步骤一建立的等效电路模型一与步骤四获得的等效电路模型二相并联，得 到等效电路模型三，并获得等效电路模型三的端口阻抗，再结合集成电感器的阻抗特性的 曲线反算出待测集成电感器的电感随频率的变化关系；

步骤六：测量待测集成电感器的软磁铁氧体磁芯的有效磁路长度，计算有效磁路面积；

步骤七：根据步骤五获得的电感随频率的变化关系与步骤六获得的有效磁路面积，获 得待测集成电感器的软磁铁氧体磁芯宽频相对磁导率。

所述方法还包括：

步骤八：更换集成电感器的板型印制电路，采用步骤一至步骤七进行测量，获得更换 板型印制电路后的软磁铁氧体磁芯宽频相对磁导率，利用更换板型印制电路后获得的宽频 相对磁导率和步骤七获得的宽频相对磁导率求平均，平均后的宽频相对磁导率为待测集成 电感器的宽频相对磁导率；

所述更换集成电感器的板型印制电路包括：更换同一型号的板型印制电路、更换不同 绕组匝数的板型印制电路或不同线宽的板型印制电路。

所述方法是基于射频同轴连接器和射频同轴转接线实现，

所述步骤二包括：集成电感器通过射频同轴连接器和射频同轴转接线与网络分析仪相 连接，利用网络分析仪测量集成电感器的阻抗特性，包括幅频特性和相频特性，并得到集 成电感器的阻抗特性的曲线；

所述步骤三包括：将集成电感器与射频同轴连接器断开，即射频同轴转接线与射频同 轴连接器相连，再连接到网络分析仪上，测量射频同轴转接线与射频同轴连接器的阻抗特 性，即得到空载时的阻抗特性曲线。

所述步骤七中：获得待测集成电感器的软磁铁氧体磁芯宽频相对磁导率的方法为：

所述宽频相对磁导率${\mu }_e=\frac{{\mathrm{Ll}}_e}{4\pi N^2{A}_e}\times {10}^7,$

其中，N为板型印制电路的绕组匝数，le为有效磁路长度，Ae为有效磁路面积，L为 被测集成电感器的电感。

所述步骤七还包括：对获得的宽频相对磁导率μ_e进行优化，

优化后的宽频相对磁导率${{\mu }_e}^{\prime }=\frac{{\mu }_e{l}_e}{l_e+({\mu }_e-1)l_g},$

其中，l_g为集成电感器的气隙。

本发明的有益效果在于，建立集成电感器的等效电路模型，利用网络分析仪测量其阻 抗特性，同时利用网络分析仪测量射频同轴转接线和射频同轴连接器的阻抗特性，进而建 立其等效电路模型。将两个等效电路模型并联，并且与阻抗特性相结合，得到集成电感器 的电感L随频率的变化关系。再利用几何测量方法得到磁芯的物理参数，进一步得到磁 芯宽频相对磁导率随频率的变化关系。该方法对实验条件和设备要求低，不受外界环境的 影响，操作简单，模型中的参数采用几何测量的方法得到，简单易行。采用板型印制电路 集成电感器，稳定可靠，对铜导体匝数及位置控制方便，并且具有高度可重复性，进而避 免随机性。该平台可以应用于不同形状铁氧体磁芯宽频相对磁导率的测量。

附图说明

图1为具体实施方式一中所述的测量平台的原理示意图。

图2为具体实施方式一中所述的等效电路模型一的电路示意图。

图3为具体实施方式一中集成电感器的增益频率曲线示意图。

图4为具体实施方式一中集成电感器的相角频率曲线示意图。

图5为具体实施方式一中射频同轴转接线与射频同轴连接器幅值频率曲线示意图。

图6为具体实施方式一中射频同轴转接线与射频同轴连接器相角频率曲线示意图。

图7为具体实施方式一中等效电路模型二的电路示意图。

图8为具体实施方式一中所述集成电感器的软磁铁氧体磁芯的原理示意图。

图9为图8的A向剖视图。

图10为具体实施方式一中步骤七获得的有效的宽频相对磁导率的曲线示意图。

具体实施方式

具体实施方式一：结合图1说明本实施方式，本实施方式所述的集成电感器的软磁铁 氧体磁芯宽频相对磁导率的测量方法，所述测量方法基于测量平台实现，所述测量平台 包括、射频同轴连接器2、射频同轴转接线3和网络分析仪4；

待测集成电感器1包括软磁铁氧体磁芯和板型印制电路(PCB)，

板型印制电路为单面喷镀绕组铜导体，中间镂空，套置在铁氧体磁芯中，集成电感器 1的输出端与射频同轴连接器2的一个连接端连接，射频同轴连接器2的另一个连接端经 射频同轴转接线3与网络分析仪4连接；

所述测量方法包括：

步骤一、根据待测集成电感器1的结构，建立集成电感器1的高频等效电路模型一：

本实施方式中，首先对集成电感器的结构进行分析，集成电感器结构是一个分布参数 结构。铜导体绕组的损耗R_copper分为直流损耗和交流损耗，其中绕组的直流损耗是由绕线的 直流电阻造成的，直流电阻表示为R_DC：

$R_{\mathrm{DC}}=\frac{l}{\mathrm{\gamma S}}---\left(1\right)$

式中，l为绕组导体长度，γ为绕组导体电导率，S为绕组导体横截面面积。

交流损耗主要是由高频电流的趋肤效应引起的，即导体传送高频交流电流时，电流会 集中于导体表面传送，因而呈现出较大的电阻。趋肤深度是指交变电流沿导体表面向导体 中心衰减，当衰减到表面电流强度的1/e时所达到的径向深度，其表达式为：

$\Delta =\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\omega \mu \gamma }}}---\left(2\right)$

式中，ω为角频率，μ为导体磁导率。由于趋肤效应引起电阻增加，此时应用导体的交流 电阻来计算绕组的损耗：

$R_{\mathrm{AC}}={\mathrm{KR}}_{\mathrm{DC}}=\frac{{(D/2)}^2}{(D-\Delta )\Delta }{R}_{\mathrm{DC}}---\left(3\right)$

其中，K为趋表系数，不仅与交流电频率有关，而且与材料性质、导线的形状有关。

集成电感器是一个单面PCB结构，故不需要考虑层间分布电容。单面铜绕组各匝之间 的分布电容以及绕组与磁芯之间的分布电容可以用一个集总参数C_s来表示，C_s连接在该绕 组两端，即：

$C_S=\underset{i=1}{\overset{N-1}{\Sigma }}\frac{{ϵ}_0{ϵ}_r{A}_i}{d}---\left(4\right)$

式中，ε₀为真空介电常数，ε_r为基板的相对介电常数，N为绕组匝数，A_i为每匝绕组导体 之间的正对面积，d为绕组匝间距。

磁芯损耗包括磁滞损耗、涡流损耗和剩余损耗，剩余损耗相对于另外两者很小，可以 忽略不计。根据铁氧体磁芯的磁滞回线可以发现磁滞损耗P_h与磁感应强度B幅值的平方成 正比，与频率f成正比，则有效体积V_e的磁芯产生的磁损可以表示为磁滞损耗和涡流损耗 之和，即：P_core＝(af+bf²)V_eB²     (5)

式中a、b分别为对曲线线性拟合得到的系数。结合法拉第电磁感应定律，即可得到磁芯损 耗的等效电阻：

$R_{\mathrm{core}}=\frac{4{\pi }^2{\mathrm{fN}}^2{A}_e}{(a+\mathrm{bf})l_e}---\left(6\right)$

式中，A_e为磁芯有效磁路面积，l_e为磁芯有效磁路长度。

这样，集成电感器的高频等效电路模型一建立出来，如图2所示，R_core为磁芯损耗的 等效电阻，C_p为分布电容的集总参数；

步骤二、利用所述测量平台，测量集成电感器1的阻抗特性，包括幅频特性和相频特 性，在网络分析仪4上得到集成电感器的阻抗特性的曲线：

首先对网络分析仪(4)进行校准，校准后开始测量，横坐标为频率，纵坐标设为阻抗 Z，得到集成电感器的阻抗特性曲线，所述集成电感器的阻抗特性曲线包括图3和图4；

步骤三、将测量平台中集成电感器与射频同轴连接器断开，即射频同轴转接线3与射 频同轴连接器2相连，并连接到网络分析仪4上，测量射频同轴转接线3与射频同轴连接 器2的阻抗特性，即得到空载时的阻抗特性曲线，所述空载时的阻抗特性曲线包括图5 和图6；

步骤四、利用步骤三得到的空载时的阻抗特性曲线，对射频同轴转接线3与射频同轴 连接器2进行建模，得到射频同轴转接线3与射频同轴连接器2的等效电路模型二：

基于空载时的阻抗特性曲线，发现射频同轴转接线(3)与射频同轴连接器(2)的阻 抗特性呈容性，建立其等效电路模型二，如图7所示，图中的参数R₀、C₀通过空载时的阻 抗特性曲线计算得到，即：

$Z_0=R_0+\frac{1}{\mathrm{j\omega }{C}_0};$

步骤五、将等效电路模型一与等效电路模型二相并联，得到等效电路模型三，计算等 效电路模型三的端口阻抗。结合集成电感器的阻抗特性的曲线反算出集成电感器的电感L 随频率的变化关系：将得到的两个等效电路模型相并联，得到等效电路模型3，计算等效 电路模型3的端口阻抗，即：

Z₃＝R₀+C₀//Z_AB       (8)

式中，Z_AB＝C_p//(R_copper+R_core//L)。这样，结合阻抗集成电感器的阻抗特性的曲线， 利用Z₃的表达式，反算出集成电感器电感L随频率f的变化关系；

步骤六、利用游标卡尺测量软磁铁氧体磁芯的有效磁路长度le，计算有效磁路面积 Ae：

应用几何测量方法，如图8和图9所示，利用游标卡尺测量软磁铁氧体磁芯的有效磁 路长度l_e，并计算有效磁路面积A_e；

步骤七、将步骤五与步骤六得到的结果相结合，利用公式计算得到铁氧体磁芯磁导率 随频率的变化关系：

由：

$L={\mu }_e\frac{4\pi N^2{A}_e}{l_e}\times {10}^{-7}\left(H\right)---\left(9\right)$

反算出有效的宽频相对磁导率μ_e：

${\mu }_e=\frac{{\mathrm{Ll}}_e}{4\pi N^2{A}_e}\times {10}^7---\left(10\right)$

有效的宽频相对磁导率的曲线如图10所示。

具体实施方式二：本实施方式是对具体实施方式一所述的集成电感器的软磁铁氧体磁 芯宽频相对磁导率的测量方法的进一步限定，

所述方法还包括：

步骤八：更换集成电感器1的板型印制电路，采用步骤一至步骤七进行测量，获得更 换板型印制电路后的软磁铁氧体磁芯宽频相对磁导率，利用更换板型印制电路后获得的宽 频相对磁导率和步骤七获得的宽频相对磁导率求平均，平均后的宽频相对磁导率为待测集 成电感器(1)的宽频相对磁导率；

所述更换集成电感器1的板型印制电路包括：更换同一型号的板型印制电路、更换不 同绕组匝数的板型印制电路或不同线宽的板型印制电路。

步骤八既是对具体实施方式一获得的宽频相对磁导率的一种优化，也可以作为实验验 证。

具体实施方式三：本实施方式是对具体实施方式二所述的集成电感器的软磁铁氧体磁 芯宽频相对磁导率的测量方法的进一步限定，

当考虑集成电感器的气隙，宽频相对磁导率μ_e需进一步优化，优化后的宽频相对磁导 率位：

${\mu }_e^{\prime }=\frac{{\mu }_e{l}_e}{l_e+({\mu }_e-1)l_g}---\left(11\right)$

式中，l_g为集成电感器的气隙。