宽电压范围高效率高频隔离电池充放电电路及其控制方法

摘要

本发明提供一种宽电压范围高效率高频隔离电池充放电电路及其控制方法。包括变压器以及变压器的原边电路和副边电路，其中：所述原边电路可以为半桥电路、全桥电路或者推挽电路。由于电流调节不依赖于电池电压的大小，使电池在极低电压甚至零电压下仍可以产生所需放电电流，实现宽电压范围内电池的充放电一体化控制。另外，本发明可以实现主电路的软开关，即开关管的零电流关断和零电流开通，同时无需吸收电路即可消除变压器副边开关管因电流强制关断产生的电压尖峰。软开关及无吸收电路均可降低主电路损耗，提高了电池充放电电源的效率。

说明书

技术领域

本发明涉及电池在电池化成过程中的充放电电路及其控制策略， 具体涉及一种宽电压范围高效率高频隔离电池的充放电电路及其控制 方法。

背景技术

随着以电动汽车为代表，大容量蓄电池已被广泛应用于国防、交 通、工业、信息技术等领域，这就对电池的性能和电池充放电技术提 出了更高的要求，性能优越的大容量蓄电池将会迎接巨大的机遇。

电池化成技术作为是电池制造过程中的关键工序程序，与电池技 术是相伴而生的。电池化成技术是将极板在化学反应和电化学反应的 作用下转化为具有电化学特性的正负极板的过程，该过程的关键技术 之一是电池的充放电。由于成本和技术的限制，目前国内的电池化成 设备主要是通过线性充电电源对电池进行充电，而通过电阻泄放的方 式对电池进行放电。对于规模较大的电池厂家来讲，上述充放电方式 的电池化成过程中消耗掉的电能费用可占到电池生产成本的20％-30 ％，而且由此带来的温升对环境的影响也不容忽视。因此带有能量回 馈的充放电一体化电源且采用高频隔离开关电源技术是大容量电池技 术发展的必然趋势。

电池化成过程通常是对电池单体或并联电池组进行充放电，由于 单体电池电压较低，因此需要充放电电源有较低的电压输出。此外， 不同种类的电池充放电电压范围也不同(如磷酸铁锂动力电池的充放 电电压范围为2-3.7V，锰酸锂动力电池为2.5-4.2V，镍氢动力电池为 0.6-2.8V)，因此为了满足各种类型电池的充放电要求，电池化成设备 的输出电压需要满足0.6-4.2V的宽电压范围，并且能够高效、安全地 对电池进行充放电。

目前常用的电池化成设备电源主要有相控式电源、线性电源和开 关电源三种，其中：

相控式化成电源会引起电网电压波形畸变，功率因数较低，谐波 大，且动态响应差，线性电源化成方式损耗大，效率低；较之于相控 式电源和线性电源，开关电源的化成方式因具有损耗小、体积小、效 率高、功率因数高、动态响应速度快等优点而被越来越多的应用于电 池生产中；

而就开关电源而言，为了实现对电池的充放电，需要变换器能够 实现能量的双向流动，同时为了确保设备的电气安全，实际中常采用 高频隔离双向DC/DC变换器。此类变换器有不同电路拓扑结构，对于 低压大电流输出的情况，常采用半桥倍流电路作为电池充放电电源的 主电路，但是由于现有控制方法本身的缺陷，半桥倍流电路仍存在以 下不足：

在电池放电过程中，现有的充放电电路其本质相当于Boost升压变 换器，即通过变压器副边电池电压对电感储能进行控制，当电池电压 较低而原边电压及匝比一定时，所需升压比相当高，由于开关管导通 压降以及电感电阻等因素的影响电路将无法正常工作，不能满足某些 类型电池的放电要求；电池放电过程中，变压器副边开关管关断时会 产生很大的电压尖峰，常需在电路中增加吸收电路用于减小这个电压 尖峰，增加了电路的损耗；而且目前的充放电电路的主电路开关管大 多处于硬开关状态，开关频率较高时开关损耗大，系统效率较低。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种宽电压范围高效率高频隔离电池充 放电电路及其控制方法，旨在实现宽电压范围内的电池的充放电一体 化控制。

本发明采用的技术方案具体为：

一种宽电压范围高效率高频隔离电池充放电电路，包括变压器以 及变压器的原边电路和副边电路，其中：

所述原边电路中，第一开关管组与第二开关管组交替导通，导通 时间相差半个开关周期；

所述副边电路包括第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管 S5和第六开关管S6以及第三电解电容C3，所述第三开关管S3与所述 第五开关管S5反相串联，所述第四开关管S4与所述第六开关管S6反 相串联；

所述变压器的副边的第一端连接至所述第三开关管S3的源极，所 述第三开关管S3的漏极与所述第五开关管S5的漏极相连；所述变压 器的副边的第二端连接至所述第四开关管S4的源极，所述第四开关管 管S4的漏极与所述第六开关管S6的漏极相连，所述第五开关管S5的 源极和所述第六开关管S6的源极相连直到输出端；

还包括第三电解电容C3，所述第三电解电容C3接于所述输出端 的正负两端。

在上述宽电压范围高效率高频隔离电池充放电电路中，所述原边 电路可以为半桥电路、全桥电路或者推挽电路。

在上述宽电压范围高效率高频隔离电池充放电电路中，开关管组 S1-S2以及开关管S3-S6采用金属-氧化物半导体场效应晶体管 MOSFET。

在上述宽电压范围高效率高频隔离电池充放电电路中，开关管组 S1-S2以及开关管S3-S6采用绝缘栅双极型晶体管IGBT。

一种宽电压范围高效率高频隔离电池充放电控制方法，通过控制 脉冲驱动信号G1-G6，来控制电路在充电总期间的充电电流和放电总 期间内的放电电流iS1-iS6；

其中：G1-G6分别为S1-S6的脉冲驱动信号；S1-S2为变压器原边 电路的开关管组，S3-S6为变压器副边电路的开关管，iS1-iS6为流过 S1-S6或其反并联二极管的电流。

在上述宽电压范围高效率高频隔离电池充放电控制方法中，在所 述充电总期间内，原边电路的第一开关管组和第二开关管组(S1、S2) 的脉冲驱动信号(G1、G3)互补导通，副边电路的第二开关管和第四 开关管(S2、S4)的脉冲驱动信号(G2、G4)互补导通，副边电路的 第五开关管和第六开关管(S5、S6)则一直导通；在电池充电过程中， 第一开关管组和第二开关管组为主开关管，第三开关管和第四开关管 (S3、S4)为同步整流管。

在上述宽电压范围高效率高频隔离电池充放电控制方法中，在所 述放电总期间t0-t11内，一个周期内的G1-G2分别包括D和d两部分， 其中，D为主脉冲，d为在充电控制方法的基础上新增加的脉冲。G3 与G1的D部分互补，G4与G2的D互补，G5与G2的d互补，G6 与G1的d互补，S1与S2的导通时间相差半个开关周期，以第一开关 管组S1和第二开关管组S2全部关断、开关管(S3、S4、S5、S6)全 部导通时计为t0时刻，之后t1-t11分别对应流过开关管组(S1、S2) 或者开关管(S3、S4)的电流过零或者突变的时刻；其中：

t0-t1期间，开关管(S3、S5)和(S4、S6)同时导通，每条支路 各自流过放电电流的一半；

t1-t2期间，开关管S2在t1时刻导通，开关管S5在t1时刻关断， 高频变压器原边电路中的电解电容C2、开关管(S2、S3、S4、S6)、 二极管D5以及漏感Lk构成电流回路一，流过开关管S3(S5)的电流 下降，流过开关管S4(S6)和开关管S2的电流上升，直至t2时刻流 过开关管S3的电流线性下降到零，实现零电流关断；期间，流过开关 管S3(S5)和S4(S6)的电流和不变，为放电电流大小；

t2-t3期间，由于开关管S5的反并联二极管D5截止，在t1-t2期间 形成的电流回路一被阻断，电解电容C2、开关管(S2、S4、S6)、漏 感Lk以及电感L1构成电流回路二，此阶段高频变压器的原边电路中 的电压通过变压器折算后加到电感L1上的电压为上正下负，实现对电 感的储能；期间，放电电流全部流过开关管S4(S6)；

t3-t4期间，开关管S1导通，电解电容C1、开关管(S1、S4、S6)、 漏感Lk以及电感L1构成电流回路三，t2-t3期间流过S2的电流转移 到流过S1，开关管S1作为同步整流管流过反向电流，此阶段高频变压 器的原边电路中的电压通过变压器折算后加到电感L1上的电压为上负 下正，实现低压侧电池向高压侧电压的放电；期间，放电电流全部流 过开关管S4；

t4-t5期间，开关管S1关断，开关管S3导通，电解电容C1、开关 管(S3、S4、S5、S6)、二极管D1以及漏感Lk构成电流回路四，流 过开关管S3(S5)的电流线性上升，流过开关管S4(S6)的电流线性 下降，直至t5时刻，流过二极管D1的电流降为零，流过开关管S3(S5) 和S4(S6)的电流均变为放电电流的一半；

t5-t6期间，开关管(S3、S4、S5、S6)同时导通，流过开关管(S3、 S5)以及开关管(S4、S6)的电流保持为放电电流的一半；

t6-t7期间，开关管S1导通，开关管S6关断，电容C1、开关管(S1、 S3、S4、S5、D6)以及漏感Lk构成电流回路五，流过开关管S4(S6) 的电流下降，流过开关管(S3(S5)、S1)的电流上升，直至t7时刻， 流过开关管S4(S6)的电流线性下降到零，实现零电流关断；期间， 流过开关管S3(S5)和S4(S6)的电流和为放电电流；

t7-t8期间，由于开关管S6的反并联二极管D6截止，在t6-t7期 间形成的电流回路五被阻断，电解电容C1、开关管(S1、S3、S5)、 漏感Lk以及电感L2构成电流回路六，此阶段高频变压的原边电路的 电压通过变压器折算后加到电感L2上的电压为上正下负，实现对电感 的储能；期间，放电电流全部流过开关管S3(S5)；

t8-t9期间，开关管S2导通，电解电容C2、开关管(S2、S3、S5)、 漏感Lk以及电感L2构成电流回路七，t7-t8期间流过S1的电流转移 到流过S2，开关管S2作为同步整流管流过反向电流，此阶段高频变压 器的原边电路的电压通过变压器折算后加到电感L2上的电压为上负下 正，实现低压侧电池向高压侧电压的放电；期间，放电电流全部流过 开关管S3(S5)；

t9-t10期间，开关管S2关断，开关管S4导通，电解电容C2、开 关管(S3、S4、S5)、二极管D2以及漏感Lk构成电流回路八，流过 开关管S4(S6)的电流线性上升，流过开关管S3(S5)的电流线性下 降，直到t10时刻流过二极管D2的电流降为零，流过开关管S3(S5)， S(S6)的电流都变为放电电流的一半；

t10-t11期间，开关管(S3、S4、S5、S6)同时导通，流过开关管 (S3、S5)以及(S4、S6)的电流保持为放电电流的一半，回到t0时 刻，一个循环结束。

本发明产生的有益效果是：

本发明的电池充放电电路通过控制原边电压加在电感上的时间实 现了电感电流的储能，由于不依赖于变压器副边电池电压对电感的储 能，因此可以在极低电压甚至可以在零电压下产生放电电流，满足了 各种电压等级的动力电池的充放电要求，实现了零电压到额定电压之 间的各种电压等级的电池充放电；

本发明的电池充放电电路还可以实现主电路开关管的零电流关断 和零电流开通，因此在变压器副边开关管关断的过程中就不会出现电 压尖峰问题，且无需引入吸收电路消除了开关管关断时产生的电压尖 峰，既降低了开关管的开关损耗，又消除了因增加吸收电路而带来的 损耗，使得电路整体损耗大幅降低，显著提高了低压大电流变换器在 能量由低压侧向高压侧传递过程中电路的效率。

附图说明

当结合附图考虑时，能够更完整更好地理解本发明。此处所说明 的附图用来提供对本发明的进一步理解，实施例及其说明用于解释本 发明，并不构成对本发明的不当限定。

图1为本发明一种宽电压范围高效率高频隔离电池充放电电路的 主电路图；

图2为本发明一种宽电压范围高效率高频隔离电池充放电电路控 制方法在电池充电过程中的脉冲驱动信号时序波形图；

图3为本发明一种宽电压范围高效率高频隔离电池充放电电路控 制方法在电池放电过程中的脉冲驱动信号时序波形图；

图4为本发明一种宽电压范围高效率高频隔离电池充放电电路控 制方法电感两端电压波形与驱动信号波形图；

图5为本发明一种宽电压范围高效率高频隔离电池充放电电路控 制方法的控制策略主电路图(变压器原边采用全桥结构)；

图6为本发明一种宽电压范围高效率高频隔离电池充放电电路控 制方法的控制策略主电路图(变压器原边采用推挽结构)。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明的技术方案作进一步详细的说 明。

本发明的宽电压范围高效率高频隔离电池充放电电路控制方法对 应的主电路采用如图1所示的电路拓扑，本实施例中，高频变压器T 的原边电路采用开关管S1、S2以及电解电容C1，C2构成的半桥电路 拓扑，具体地：第一电解电容C1与所述第二电解电容C2串联分压， 所述第一开关管S1与所述第二开关管S2串联后与电解电容C1、C2 并联；

变压器的副边电路包括电感(L1、L2)、开关管(S3、S5、S4、 S6)以及第三电解电容C3，具体地：第三开关管S3的源极连接变压 器副边的一端和电感L1的一端，所述第三开关管S3的漏极与所述第 五开关管S5的漏极相连；所述第四开关管S4的源极连接变压器副边 的第二端和电感L2的一端，所述第四开关管管S4的漏极与所述第六 开关管S6的漏极相连，所述第五开关管S5的源极和所述第六开关管 S6的源极相连直到输出端。所述的第三电解电容C3作为低压输出端 的滤波电容接于输出端正负两端；通过控制开关管S1-S6的驱动信号， 来控制电路的充放电电流大小。

作为一种较佳实施例，主电路所用的开关管S1-S6均采用金氧半 场效晶体管MOSFET，本发明通过在原半桥倍流电路的倍流侧反向串 联两个具有双向导通特性的金氧半场效晶体管MOSFET开关管(S5、 S6)，通过控制其导通与关断，来实现电路对各种电压等级的电池的充 放电；具体来讲，在电池放电过程中，通过控制原边电压加在电感上 的时间来实现电感电流的储能，而不依赖于变压器副边电池电压对电 感的储能，因此可以满足极低电压下电池放电电流要求，甚至可以在 零电压下产生放电电流，实现宽电压范围的放电要求。

在高频变压器的原边开关管(S1、S2)一个周期内的第二个脉冲 开通时间内，原边开关管(S1、S2)与副边开关管(S3、S4、S5、S6) 以及变压器漏感所形成的新的电流回路，高频变压器的副边电路即将 关断支路的电流通过该电流回路转移到另一个开通支路中，实现了副 边开关管的零电流关断，消除因电流强制关断产生的电压尖峰，同时 利用MOSFET的导通电阻低及双向导通特性，实现了高频变压器的原 副边电路中开关管的同步整流，最大限度地提高了充放电电路的效率。

G1-G6分别为开关管S1-S6的脉冲驱动信号；iS1-iS6为流过开关 管S1-S6或其反并联二极管的电流波形图的电流波形图电池充、放电 过程中的工作原理及脉冲驱动信号时序波形图分别如图2和图3所示：

从图2可以看出，开关管(S1、S3)的脉冲驱动信号(G1、G3) 互补导通，开关管(S2、S4)的脉冲驱动信号(G2、G4)互补导通， 开关管(S5、S6)则一直导通；在电池充电过程中，开关管(S1、S2) 作为主开关管，其脉冲导通占空比小于0.5，而开关管(S3、S4)则作 为同步整流管，流过的是负电流。

如图3所示的时序波形图的t₀-t₁₁的电池放电总期间，放电控制方 法的具体步骤：

t0-t11电池放电总期间中，由于开关管(S3、S5)以及(S4、S6) 分别反相串联，故其流过的电流相同，但对于金氧半场效晶体管 MOSFET开关管而言，利用其导通电阻低及双向导通特性，在电池放 电过程中，流过开关管(S3、S4)的电流为正电流，而流过开关管(S5、 S6)的电流则为负电流，具体来讲：

t0-t1期间，开关管(S3、S5)和(S4、S6)同时导通，每条支路 各自流过放电电流的一半；

t1-t2期间，开关管S2在t1时刻导通，开关管S5在t1时刻关断， 高频变压器原边电路中的电解电容C2、开关管(S2、S3、S4、S6)、 二极管D5以及漏感Lk构成电流回路一，流过开关管S3(S5)的电流 下降，流过开关管S4(S6)和开关管S2的电流上升，直至t2时刻流 过开关管S3的电流线性下降到零，实现零电流关断；期间，流过开关 管S3(S5)和S4(S6)的电流和不变，为放电电流大小；

t2-t3期间，由于开关管S5的反并联二极管D5截止，在t1-t2期间 形成的电流回路一被阻断，电解电容C2、开关管(S2、S4、S6)、漏 感Lk以及电感L1构成电流回路二，此阶段高频变压器的原边电路中 的电压通过变压器折算后加到电感L1上的电压为上正下负，实现对电 感的储能；期间，放电电流全部流过开关管S4(S6)；

t3-t4期间，开关管S1导通，电解电容C1、开关管(S1、S4、S6)、 漏感Lk以及电感L1构成电流回路三，t2-t3期间流过S2的电流转移 到流过S1，开关管S1作为同步整流管流过反向电流，此阶段高频变压 器的原边电路中的电压通过变压器折算后加到电感L1上的电压为上负 下正，实现低压侧电池向高压侧电压的放电；期间，放电电流全部流 过开关管S4；

t4-t5期间，开关管S1关断，开关管S3导通，电解电容C1、开关 管(S3、S4、S5、S6)、二极管D1以及漏感Lk构成电流回路四，流 过开关管S3(S5)的电流线性上升，流过开关管S4(S6)的电流线性 下降，直至t5时刻，流过二极管D1的电流降为零，流过开关管S3(S5) 和S4(S6)的电流均变为放电电流的一半；

t5-t6期间，开关管(S3、S4、S5、S6)同时导通，流过开关管(S3、 S5)以及开关管(S4、S6)的电流保持为放电电流的一半；

t6-t7期间，开关管S1导通，开关管S6关断，电容C1、开关管(S1、 S3、S4、S5、D6)以及漏感Lk构成电流回路五，流过开关管S4(S6) 的电流下降，流过开关管(S3(S5)、S1)的电流上升，直至t7时刻， 流过开关管S4(S6)的电流线性下降到零，实现零电流关断；期间， 流过开关管S3(S5)和S4(S6)的电流和为放电电流；

t7-t8期间，由于开关管S6的反并联二极管D6截止，在t6-t7期 间形成的电流回路五被阻断，电解电容C1、开关管(S1、S3、S5)、 漏感Lk以及电感L2构成电流回路六，此阶段高频变压的原边电路的 电压通过变压器折算后加到电感L2上的电压为上正下负，实现对电感 的储能；期间，放电电流全部流过开关管S3(S5)；

t8-t9期间，开关管S2导通，电解电容C2、开关管(S2、S3、S5)、 漏感Lk以及电感L2构成电流回路七，t7-t8期间流过S1的电流转移 到流过S2，开关管S2作为同步整流管流过反向电流，此阶段高频变压 器的原边电路的电压通过变压器折算后加到电感L2上的电压为上负下 正，实现低压侧电池向高压侧电压的放电；期间，放电电流全部流过 开关管S3(S5)；

t9-t10期间，开关管S2关断，开关管S4导通，电解电容C2、开 关管(S3、S4、S5)、二极管D2以及漏感Lk构成电流回路八，流过 开关管S4(S6)的电流线性上升，流过开关管S3(S5)的电流线性下 降，直到t10时刻流过二极管D2的电流降为零，流过开关管S3(S5)， S(S6)的电流都变为放电电流的一半；

t10-t11期间，开关管(S3、S4、S5、S6)同时导通，流过开关管 (S3、S5)以及(S4、S6)的电流保持为放电电流的一半，回到t0时 刻，一个循环结束。

开关管S1，S2的脉冲驱动信号一个周期内由两部分组成，一部分 为分别与开关管S3，S4互补导通，用D表示，另一部分为在开关管 S3，S4关断前一段时间内导通，用d表示。开关管S5的脉冲驱动信 号与开关管S2的d互补，开关管S6的脉冲驱动信号与开关管S1的d 互补。根据电池电压的大小以及在电池化成过程中所需要的电流的大 小来控制变压器前级开关管一个开关周期内两个脉宽的大小，来控制 变压器原边电压加在电感上的时间的长短，实现电感电流的储能，实 现极低电压下甚至零电压下产生放电电流的宽电压范围的放电要求。 在高频变压器原边开关管一个周期内的第二个脉冲开通时间d内，主 电路的原边开关管与副边开关管以及高频变压器漏感所形成的新的电 流回路，变压器副边将关断支路的电流通过所述新的电流回路转移到 另一个开通支路中，实现副边开关管的零电流关断，消除因电流强制 关断产生的电压尖峰，无需吸收电路，提高电路效率。所述原边开关 管与副边开关管均为导通电阻低及双向导通特性的金氧半场效晶体管 MOSFET，实现原边开关管和副边开关管的同步整流。具体来讲：

变压器高压侧的电压恒定，且变压器变比n以及变压器漏感Lk一 定；

首先根据放电电流的大小及放电电流表达式

$I_o=\frac{2n{U}_2-U_1(D-d)}{{\mathrm{nL}}_{K}f}---\left(1\right)$

来选取合适的d，使其满足

$d\ge \frac{I_o{\mathrm{nL}}_{K}f}{\mathrm{Uin}}---\left(2\right)$

其中：

Io为放电电流的大小，f为开关管的开关频率，Uin为变压器高压 侧电压值；再根据电池电压的大小，满足电感在一个开关周期内的的 伏秒平衡，最终确定d的大小。

由电流放电电流表达式(1)可知，当D-d保持一定时，放电电流 不变，因此，对于相同的放电要求，D和d可以有不同的取值。不过 为了降低电路的损耗，d的取值应该尽量的小。

图4为在本发明的充放电控制方法下电池侧电感电压波形以及流 过电池侧开关管的电流波形图，图中：

G1和G2分别为开关管S1和S2的脉冲驱动信号；

UL为电池侧电感电压波形；

iS3为流过电池侧开关管S3的电流波形图。

可以看出，在该控制策略下，电池侧电感在一个开关周期内电压 波形主要由原边电压折算到副边来决定。

本发明的充放电电路的控制方法中，在电池充电过程中通过控制 脉冲占空比，很容易即实现了从零电压到额定电压的宽电压范围输出； 而在电池放电过程中，现有技术是通过变压器副边电池电压对电感储 能进行控制，由于开关器件管压降和线路损耗的限制，当电池电压较 低时，不能有效控制电感储能及放电电流，因而限制了充放电一体式 电源的电池应用电压范围，而本发明的充放电电路在放电过程中通过 控制变压器原边电压对电感储能进行调节，即根据所需放电电流控制 变压器原边开关管在一个开关周期内两个脉冲的宽度，从而控制放电 电流。

上述实施例的控制策略是以高频变压器原边采用半桥电路拓扑为 例进行说明的，同样，高频变压器的原边电路结构还可以采用如图5 所示的全桥电路拓扑和如图6所示的推挽电路拓扑，其控制策略也能 够获得相同的有益效果。

此外，本发明所述的新型控制方法也同样适用于开关管为绝缘栅 双极型晶体管IGBT(带反并联二极管)，只是在这种情况下不能实现 开关管的同步整流，但达到的效果基本相同。

原边电路可以为半桥电路、全桥电路以及推挽电路，其共同特点 为可以将输入直流电压变为正负脉宽相等的高频交流脉冲电压。以半 桥电路为例，电路包括第一开关管S1、第二开关管S2、第一电解电容 C1和第二电解电容C2，所述第一电解电容C1与所述第二电解电容 C2串联分压，第一开关管S1与第二开关管S2交替导通，导通时间相 差半个开关周期，产生正负脉宽相等的高频交流脉冲电压；还包括与 变压器T串联连接的LK，其功能是作为变压器漏感或者串联电感。 而在全桥电路中，作为第一开关管组的开关管S1与S4同时导通，作 为第二开关管组的开关管S2与S3同时导通，第一开关管组与第二开 关管组则交替导通，导通时间相差半个开关周期；

以上结合附图对本发明的实施例进行了详细地说明，此处的附图 是用来提供对本发明的进一步理解。显然，以上所述仅为本发明较佳 的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何对本领域 的技术人员来说是可轻易想到的、实质上没有脱离本发明的变化或替 换，也均包含在本发明的保护范围之内。