利用二极管检波器的内部校准的功率测量装置

摘要

一种用于测量测量信号的功率的测量装置具有模拟处理单元(1)以及用于实施校准过程的校准单元(5)。模拟处理单元(1)具有相对于信号输入端(10)背靠背连接的两个检波器二极管(14、15)、以及用于放大从检波器二极管(14、15)的输出信号得到的信号的放大器(50)。模拟处理单元(1)进一步具有斩波器单元(28)，斩波器单元(28)在两个端子处串联连接在检波器二极管(14、15)和放大器(50)之间。在此情况下，校准单元(5)包括至少一个电流源，其中电流源(46、47)连接至放大器(50)的至少一个输入端子。

说明书

本发明涉及使用二极管检波器的功率测量装置。

用于高频(HF)功率测量的传感头例如基于零偏压肖特基二极管或使用“平面掺 杂势垒技术(Planar Doped Barrier Technology)”的二极管，以热的方式操作或使用二 极管检波器。用于高频功率整流的二极管是针对有利的HF特性，例如低势垒结电容 来优化的。然而，这是以健壮性为代价获得的。这些高灵敏度的组件甚至可能由于最 大功率的非常短暂的过冲或静电放电而被不可逆地损坏。这并不总是明显。不需要总 是存在完全击穿。在许多情况下，即使已经超出允许的测量偏差，仍可以显示貌似可 信的测量结果。

由于这个原因，常见的是关于外部校准源定期地测试或校准HF功率传感头。然 而，由于传感头必须手动地连接至校准源，因此该方法是不利的。具体而言，在工厂 中的测试设置的情况下，将不得不从该设置移除传感头。这对于顺利的制造工序是不 期望的。加之，随着使用USB功率传感头，这样的外部校准源无法可靠地获得。对于 利用这种传感头实施测量，只需要传统的PC。

相应地，专利申请EP 1 443 335 A1示出了利用内部校准的功率测量装置。在此背 景下，检波器二极管的电流-电压特性被测量。为了这个目的，可变电平的已知参考电 压通过测量放大器被施加至检波器二极管，并且产生的电流被测量。然而，对检波器 二极管的功能性的该测试只有在测量放大器以反向配置操作，即该测量放大器提供低 电阻输入的情况下起作用。这时常是具有宽带传感头的情况，其中开路输出电压不被 测量，反而二极管检波器的短路输出电流被测量，以在应用所需的几个纳秒范围内实 现短的延迟时间。宽带传感头优选以与示波器兼容的方式使用，以测量包络曲线，即 脉冲产生的和/或调制的高频测量信号的时变振幅。然而，在用于测量在整流二极管的 二次范围内驱动检波器的平均功率的传感头情况下，测量放大器具有非反向配置。这 是为了尽可能没有歪曲地测量经变换的测量信号、二极管检波器的开路输出电压所必 须的。因此，由该欧洲专利申请公开的校准不能与这种类型的传感头一起使用。此外， 利用在此背景下示出的校准，检波器在二次范围内的整流效果不能用足够高级别的精 度来判断。本发明的目的在于提供一种用于测量平均功率的功率测量装置，该装置允 许高精度校准而不需另外的外部装置。

该目的是由独立权利要求1的特征根据本发明实现的。有利的进一步改进形成了 回引该权利要求的从属权利要求的主题。

根据本发明的用于测量测量信号的功率的测量装置包括模拟处理单元以及用于实 施校准工序的校准单元。模拟处理单元提供以相对于信号输入端反并联的方式连接的 两个检波器二极管、以及用于放大从检波器二极管的输出信号得到的信号的放大器。 此外，模拟处理单元提供斩波器单元，该斩波器单元在两个端子处串联连接在检波器 二极管和放大器之间。在这个背景下，校准单元包含至少一个电流源，其中该至少一 个电流源连接至放大器的至少一个输入接头。因而，能够实施精确的校准。

优选地，电流源被具体化为驱动校准电流通过斩波器单元和检波器二极管。然后， 放大器被具体化为放大最终的校准电压。然后，测量装置被具体化为测量经放大的校 准电压。

斩波器单元优选被具体化为倒置通过检波器二极管的校准电流的流向的极性，并 且消除放大器的干扰影响。然后，放大器被具体化为放大最终的校准电压。在该情况 下，测量装置被具体化为测量经放大的校准电压，而不通过直流偏移窜改经放大的校 准电压。

如果至少一个电流源没有产生电流，则优选地放大器中存在经变换的测量信号或 零点电压。在这个背景下，经变换的测量信号应被理解为响应于在检波器的输入端处 的高频测量信号的检波器的输出信号。如果除热背景噪声之外不存在高频输入信号， 则零点电压应代表检波器的输出信号。然后，放大器被具体化为放大经变换的测量信 号或零点电压。然后，测量装置被具体化为测量经变换的测量信号或零点电压。如果 从经变换的测量信号的测量值减去测量的零点电压，则可以获得经校正的测量结果。 然而，零点测量的结果还用于利用至少一个电流源的内部校准。至少一个电流源优选 提供至少一个电压源和至少一个内部电阻器。

至少一个内部电阻器有利地大于检波器的输出电阻，优选地至少大5倍，尤其优 选地至少大10倍。恒流源是尤其优选的。然后，内部电阻器至少大1000倍，优选地 大10,000倍。这意味着电流输出尽可能独立于检波器的输出电阻，并且检波器输出的 电阻负载保持小。一方面，还在电流源被切断时，电阻负载由测量电阻给出，另一方 面，检波器应理想化地以开路操作，以便实现检波器的可能最大的输出电压和低温度 系数。

至少一个电流源优选提供至少一个开关，该至少一个开关被具体化为分离内部电 阻器与电压源，并将内部电阻器连接至接地端子。以这种方式，可以实现已定义的切 换条件，并且开关的泄漏电流可以排到地面并且不流到检波器输出端。

优选地，测量装置进一步提供控制单元，该控制单元被具体化为控制模拟处理单 元和校准单元并且处理校准工序的测量结果。这允许简单的操作。

控制单元有利地被具体化为控制斩波器单元的切换以及校准单元的开关的切换。 以这种方式，可以实现高精度测量和高精度校准。

优选地，校准单元被具体化为当测量信号存在时实施校准工序。以这种方式，控 制单元被具体化为仅在测量信号满足预定的条件的情况下考虑校准工序的测量结果。 校准工序的测量结果优选仅在测量信号提供使得检波器二极管被操作在二次特性范围 内的功率和/或测量信号在预定的一段时间内恒定的情况下才考虑。这意味着测量信号 不影响校准。

可替代地，校准单元被具体化为仅在测量信号不存在的情况下实施校准工序。这 确保恒定无干扰的校准。

在这个背景下，模拟处理单元优选以很大程度上对称的方式被构造。校准单元也 优选以很大程度上对称的方式被构造。这意味着干扰值很大程度上被补偿。

校准单元优选提供两个电流源。然后，这两个电流源各自包括电压源和内部电阻 器。然后，这两个电流源被相反地极化，并且被极化到放大器的两个端子。这允许对 称的结构。

此外，测量装置优选包含温度测量单元，该温度测量单元被具体化为在校准工序 的实施期间测量温度。然后，测量装置被具体化为使用所测量的当前温度用于校准工 序的温度补偿。这实现特别精确的校准。

下面，参照图示出本发明有利的示例性实施例的附图通过示例描述本发明。附图 中：

图1概略地示出根据本发明的测量装置的示例性实施例的电路框图；

图2a示出根据本发明的测量装置的示例性实施例的第一详细视图；

图2b示出根据本发明的测量装置的示例性实施例的第二详细视图；以及

图2c示出根据本发明的测量装置的示例性实施例的第三详细视图。

首先将参照图1说明根据本发明的测量装置的示例性实施例的通用结构和通用功 能。然后将参照图2a至图2c详细说明根据本发明的测量装置的示例性实施例中本发 明的主要组件的结构及其功能。在一些情况下，没有重复相似图中相同元件的陈述和 描述。

图1示出根据本发明的测量装置6的示例性实施例。测量装置6包括模拟处理单 元1、数字处理单元2和测量值输出单元3，模拟处理单元1连接至数字处理单元2， 数字处理单元2连接至测量值输出单元3。此外，测量装置6包括校准单元5，校准单 元5也连接至模拟处理单元1。此外，测量装置包括控制单元4，控制单元4连接至模 拟处理单元1、数字处理单元2、测量值输出单元3和校准单元5。

在测量模式下，测量信号被供应至模拟处理单元1。模拟处理单元1将测量信号 转换成模拟信号，即经变换的测量信号，该经变换的测量信号允许关于测量信号的功 率的推断。此模拟信号被转换成数字信号并被供应至数字处理单元2。从数字化后的 信号开始，数字处理单元2确定测量信号的功率。这被提供至测量值输出单元3。在 这个背景下，控制单元4控制模拟处理单元1、数字处理单元2和测量值输出单元3 的功能。将参照图2a至图2c更详细地说明所列出的单元的详细结构。

为了实施校准，控制单元4控制校准单元5、模拟处理单元1、数字处理单元2和 测量值输出单元3。具体而言，这引起校准单元5驱动通过模拟处理单元1的校准电 流。具体而言，控制单元4然后控制模拟处理单元1来测量产生的校准电压。将参照 图2a至图2c更详细地描述精确的过程。

图2a图示根据本发明的测量装置6的第一示例性实施例的详细视图。此处只图示 了模拟处理单元1和校准单元5。

模拟处理单元1包含信号输入端10，该信号输入端10被具体化用于馈入测量信 号。此外，模拟处理单元1包含接地输入端11，该接地输入端11可以连接用于承载 测量信号的连接线缆的屏蔽物。接地输入端11连接至内部接地端子12。信号输入端 10连接至耦合电容器13。接着，电容器13在其背向的端子处连接至第一检波器二极 管14、电阻器16和第二检波器二极管15。在这个背景下，检波器二极管14和15以 反并联的方式被配置。即，从电容器13的角度，第一检波器二极管14在流向上被连 接，而第二检波器二极管15与流向相反地被连接。换句话说，第一二极管14的阳极 连接至电容器13和/或电阻器16，而第二二极管15的阴极连接至电容器13和/或电阻 器16。

电阻器16在其背向的一端处连接至接地端子17，电阻器16用作到达信号输入端 10的测量信号的吸收器。第一检波器二极管14的背向电容器13的端子(此处为阴极) 连接至电容器18，电容器18连接至接地端子20。检波器二极管15的背向电容器13 的端子(此处为阳极)经由电容器19也连接至接地端子21。

此外，第一检波器二极管14的背向电容器13的端子连接至斩波器单元28的第一 端子。第二检波器二极管15的背向电容器13的端子连接至斩波器单元28的第二端子。

在这个背景下，斩波器单元28包含第一开关26和第二开关27。因而，第一开关 26用来在第一端子22和第二端子24之间切换。在这个背景下，第二开关27用来在 第一端子23和第二端子25之间切换。在这个背景下，端子24和25彼此连接并连接 至第一检波器二极管14的背向电容器13的端子。在这个背景下，端子22和23彼此 连接并连接至第二检波器二极管15的背向电容器13的端子。

因而，斩波器单元28的开关26和27以使得开关26和27总是同时开关这种方式 被实现。即，端子23和24或相应地22和25总是同时连接。因而，斩波器单元28 实现倒置检波器二极管14、15的信号极性的功能。即，在第一开关位置(例如，端子 23、24激活)，检波器二极管14、15的输出信号以与第二开关位置(例如，端子22、 25激活)相比反向的极性被传送至下游放大器50。

因而，斩波器单元28的第一开关26连接至放大器50的正输入端子。于是，斩波 器单元28的第二开关27连接至放大器50的负输入端子。在这个背景下，放大器50 以如下这种方式被配置：放大器50放大其两个输入端之间的电压，并且同时放大其两 个输入端之间的阻抗(一方面)以及两个输入端中的每一个与电路接地12、20、21、 40、41、44和45之间的阻抗(另一方面)，阻抗是如此之大以致检波器的输出电压仅 在可忽略的微小程度上或根本不受该电阻负载的影响。一般，这由处于非反相配置的 放大器50实现。放大器50的输出端子连接至模数转换器51，模数转换器51接着连 接至模拟处理单元1的信号输出端52。

为了进行测量，测量信号被供应至输入端子10。测量信号的DC分量通过电容器 13被去除。检波器二极管14、15将测量信号转换成允许关于测量信号的功率做出推 断的信号。因此，检波器二极管14、15优选在二次特性范围内被操作。通过电容器 18、19和对应的接地端子20、21，实现检波器的输出信号与高频测量信号的解耦，因 为这些电容器以高频方式将检波器二极管14和15的背向电容器13的端子连接至地 面，而同时，它们确保在测量信号的整流的结果下，可以形成等同于后者的两个输出 电压。

斩波器单元28定期地倒置检波器二极管14、15的输出信号的极性，以补偿检波 器二极管14、15之间在输出信号中存在的任何差异并且使干扰值的影响最小化。干扰 因素主要是放大器50的泄漏电流和偏移电压。斩波器单元28的输出信号由放大器50 放大并由模数转换器转换成数字输出信号，该数字输出信号在后期阶段被供应至图1 的数字处理单元2，用于进一步的数字处理。此处，对测量的进一步过程不进行说明， 因为这与本发明不相关。

此外，在每种情况下，电流源46、47连接至放大器50的输入端子。第一电流源 46连接至放大器50的正输入端子。第二电流源47连接至放大器50的负输入端子。 电流源46、47各自包括内部电阻器30、31，内部电阻器30、31在每种情况下连接至 放大器50的相应输入端子。可替代地，两个电流源46、47可以被公共电流源所取代。 在这个情况下，公共电流源的一个端子在每种情况下连接至放大器50的输入端子。

内部电阻器30、31优选提供相同的值。在这个背景下，内部电阻器30、31的值 优选被选择成大于检波器二极管14、15的零点电阻。例如，在零点电阻为10kΩ的典 型二极管的情况下使用10MΩ的值。

在这个背景下，内部电阻器30、31必须选择不太小的，使得所测量的校准电压不 会由于分压而不必要地减少。此外，内部电阻器30、31应以如下这种方式选择：使得 产生的安培数如此之大，以致一方面平均电压降V₀优选尽可能大到驱动检波器，但是 特性的二次范围尽可能仍然没有剩余。然而，在这个背景下不存在针对二次特性范围 的固定限制。按照惯例，被认为是V₀＝mnuT。

开关34、35在每种情况下连接至内部电阻器30、31的分别背离的端子，开关34、 35各自在两个端子36、37或相应地38、39之间切换。就两个电流源46、47而言， 一个第一端子36、37分别连接至电压源42、43，电压源42、43接着连接至接地端子 44、45。在每种情况下，第二端子38、39连接至接地端子40、41。

如果现在要实施校准，零点电压首先由放大器50放大并由模数转换器51转换成 数字零点电压。在这个背景下，零点电压接连地在斩波器单元28的两个不同开关位置 下被测量为检波器二极管14、15的输出信号，而不存在校准电流。准确地说，如果没 有实施测量，则零点电压不受任何测量信号影响。可替代地，准确地说，如果实施了 测量，则零点电压受测量信号影响。然而，如果测量信号在整个校准期间恒定且足够 小使得检波器二极管14、15被操作在二次范围内，则所测量的零点电压可以用于校准。

如果测量信号满足这些条件，则测量信号仅仅被测量为校准测量的零点的额外位 移，因而被测量为附加的零点电压。

在图2a中示出了零点电压的测量。在这个背景下，仅示出了斩波器单元28的第 一开关位置。当然，针对斩波器单元28的两个开关位置测量零点电压。即，电压源 42、43通过开关34、35与内部电阻器30、31分离，并因此与放大器50的输入端子 和斩波器单元28分离。

零测量具有从校准值V0和ΔV去除存在的任何测量信号的影响以及从校准值V0 去除放大器50的偏移电压的影响的目的(公式8)。由于两个干扰值，即检波器的零 点输出电压和放大器的偏移电压，在一个斩波器设置中彼此相加，但在另一斩波器设 置中彼此相减，因此不能用单个零测量从校准结果消除两个值。

如果代替该方法针对两个斩波器设置中的每一个实施零测量，并且在具有同样的 斩波器设置的每种情况下针对校准电压从测量结果减去这些零测量结果，则从校准值 V0和ΔV消除两个影响值。

放大器偏移电压的影响也在校准值V中被消除，而不进行第二零测量，并且实际 上仅仅通过形成两个校准电压之间的差被消除。

在测量零点电压之后，开关34、35的开关位置被改变。这在图2b中被示出。现 在端子36、37经由内部电阻器30、31连接至放大器50的输入端子。现在电压源42、 43各自产生方向相反但是值相同的恒定电压，并将该恒定电压经由开关34、35传送 至内部电阻器30、31，内部电阻器30、31在每种情况下将恒定电压转换成恒定电流 并将该恒定电流经由斩波器单元28，即通过开关26、27传送至端子24、23。因而， 电压源42的正端子连接至斩波器单元的端子24，而电压源43的负端子连接至斩波器 单元28的端子23。以这种方式，从电压源42经由斩波器单元28的端子24、检波器 二极管14、检波器二极管15、斩波器单元28的端子23获得到电压源43的负极端子 的电流流动。

在这个背景下，由于电阻器30、31与检波器二极管14、15的内部电阻相比大且 与电流路径上的体积电阻(bulk resistance)相比大，因此获得恒定电流。优选地，内 部电阻是电流路径上所有其它电阻的至少五倍，尤其优选的是至少十倍。

在放大器50的端子处产生的电压由放大器50放大并且由模数转换器51数字化。 一旦已经记录了该测量的值，斩波器单元28的开关位置就被改变。这在图2c中被示 出。现在开关26、27将放大器50的输入端子连接至斩波器单元的端子22、25。因而， 从电压源42的正端子经由开关34、内部电阻器30、斩波器单元28的开关26、斩波 器单元的端子22、检波器二极管15、检波器二极管14、斩波器单元的端子25、斩波 器单元的开关27、内部电阻器31、开关35，获得到电压源43的负端子的电流流动。

此处同样，放大器50的输入端子之间的电压由放大器50放大并且由模数转换器 51数字化。因而，零点电压和第一校准电压以及第二校准电压在输出端子52处作为 数字化值接连存在。这四个值进一步如下面说明地被处理。可以选择性地实施更多一 连串的这个校准测量，以提高测量精度。

尤其在连续测量的情况下，即，如果校准是在测量信号与输入端子10的连接期间 被实施，则在相对长的一段时间期间实施校准并且以此方式记录多个零点电压以及具 有两个极化状态的校准电压是很有意义的。只有在测量信号满足上面列出的条件时才 可以使用在校准测量值的框架内获得的数据。

因而，电压源42、43产生相同大小的恒定电压，然而，如已说明的，该恒定电压 关于其极化状态而不同。

因此，校准单元5的开关34、35优选被实现为半导体开关。在作为转换开关的实 施例中是有利的，因为在正常测量模式下且在零测量期间，开关的泄漏电流以定义的 方式排到接地端子40、41。可替代地，当然可以只使用建立或断开电压源42、43之 间的连接的断开触点。

与作为转换开关的实施例相关联的情况是，在测量模式下两个内部电阻器30、31 在放大器50的输入端子处负载有检波器输出电压。然而，如果内部电阻器30、31的 值被构造为足够高也是可以接受的。此外，偏差可以由计算来补偿。为了实现电压源 42、43，能够使用例如LM4040类型的双极并联基准来工作。则，恒定电压的实际值 为例如V_REF＝2.5V。

为了实现在校准框架内测量的电压的简单估计，实施零校准。即，从校准电压减 去零点电压。如上所述，针对斩波器单元28的两个开关位置实施校准。针对下面的实 施例，假设所测量的校准电压已经经过零点校正。

因而，第一校准测量对应于点–I_TEST,1、–V_TEST,1。在这个背景下，减号旨在表示该 测量中的两个二极管在闭塞方向上被极化。因而，开关34、35如图2b所示被布置。 恒定电流在闭塞方向上被引导通过检波器二极管14、15，并且下降的第一校准电压 –V_TEST,1被测量。其后，又一的测量点–I_TEST,2、–V_TEST,2被测量。此处，开关34、35还 处于图2b所示的位置。在这个背景下，斩波器单元28处于图2c所示的位置。因而， 恒定校准电流在导电方向上被引导通过二极管。再一次，下降的电压通过放大器50 和模数转换器51被测量。

下面的考虑基于二极管公式：

      $I_F=I_S·[\exp \left(\frac{V_F}{m·n·V_T}\right)-1]---\left(1\right)$      

在这个背景下，I_F表示流向上的电流，I_S表示二极管的截止态饱和电流，V_F表示 流向上二极管两端存在的电压，m表示串联连接的相同类型的二极管的数量，n表示 二极管的理想因子，以及V_T表示单个二极管的等值热能电压。公式(1)适用于流向 上的电流和闭塞方向上的电流。这里的意思是：如果电压和电流的参考箭头被定义在 流向上，则该公式对二极管电压和二极管电流是有效的。

该公式根据流向上二极管中存在的电压被变换：

      $V_F=m·n·V_T·\mathrm{In}(\frac{I_F}{I_S}+1)---\left(2\right)$      

现在该表达式可以被表示为泰勒级数。对于小级别的控制(其适用于二次范围内 的检波器的操作)，在二次元之后，级数的展开仍可以被中断以获得二次逼近：

      $V_F=\frac{I_F·m·n·V_T}{I_S}-\frac{I_F^2·m·n·V_T}{2·I_S^2}---\left(3\right)$      

为了比较该模型中的测量点，下面的二次公式系统被建立为公式化的表述：

      $\left(\begin{array}{c}-V_{\mathrm{TEST},1}=-I_{\mathrm{TEST},1}·c_1+I_{\mathrm{TEST},1}^2·c_2\\ V_{\mathrm{TEST},2}=I_{\mathrm{TEST},2}·c_1+I_{\mathrm{TEST},2}^2·c_2\end{array}\right)---\left(4\right)$      

精确解是存在的，但这有点复杂。因而，采用下面的过程以提供视觉组织的计算：

I_TEST,1＝I_TEST,2＝I_TEST'               (5)

也就是说，测试电流中在闭塞范围内的测量值与允许通过范围内的测量值之间的 小改变被忽略。假设测试电流经由理想的电流源被馈入。因而，公式(4)被简化如下：

      $\left(\begin{array}{c}-V_{\mathrm{TEST},1}=-I_{\mathrm{TEST}}·c_1+I_{\mathrm{TEST}}^2·c_2\\ V_{\mathrm{TEST},2}=I_{\mathrm{TEST}}·c_1+I_{\mathrm{TEST}}^2·c_2\end{array}\right)---\left(6\right),$      

并且公式系统的解为：

      $c_1=\frac{V_{\mathrm{TEST},1}+V_{\mathrm{TEST},2}}{2·I_{\mathrm{TEST}}}$并且$c_2=-\frac{V_{\mathrm{TEST},1}-V_{\mathrm{TEST},2}}{2·I_{\mathrm{TEST}}^2}---\left(7\right).$

通过置换

      $\frac{V_{\mathrm{TEST},1}+V_{\mathrm{TEST},2}}{2}=V_0$并且$\frac{V_{\mathrm{TEST},1}-V_{\mathrm{TEST},2}}{2}=\mathrm{\Delta V}---\left(8\right),$

得到下面的结果：

      $c_1=\frac{V_0}{I_{\mathrm{TEST}}}$并且$c_2=-\frac{\Delta V}{I_{\mathrm{TEST}}^2}---\left(9\right).$

现在用确定的系数c₁和c₂进行公式(3)和二次公式之间的系数比较：

            

线性系数：

      $\frac{m·n·V_T}{I_S}=\frac{V_0}{I_{\mathrm{TEST}}}\to I_S=\frac{m·n·V_T·I_{\mathrm{TEST}}}{V_0}---\left(11\right)$      

二次系数：

      $-\frac{m·n·V_T}{2·I_S^2}=-\frac{\mathrm{\Delta V}}{I_{\mathrm{TEST}}^2}---\left(12\right)$      

通过将公式(11)插入到公式(12)消除I_S。简化之后得到下面的结果：

      $n=\frac{V_0^2}{2·m·V_T·\mathrm{\Delta V}}---\left(13\right).$      

已知：在操作在二次范围内的具有m个串联连接的二极管的空载单向二极管检波 器的输入电压和输出电压之间，应用下面的互联：

      $V_{\mathrm{OUT}}=\frac{V_{\mathrm{IN},\mathrm{EFF}}^2}{2·m·n·V_T}---\left(14\right).$      

当根据n分解时，得到下面的结果：

      $n=\frac{V_{\mathrm{IN},\mathrm{EFF}}^2}{2·m·V_T·V_{\mathrm{OUT}}}---\left(15\right)$      

如果公式(13)中的平均电压值V₀被认为是虚构输入电压的有效值V_IN,EFF，并且 电压差ΔF被认为是检波器的最终输出电压，则两个公式(13)和(15)描述相同的 实际情况。这证明本专利申请中提出的DC测试允许针对交流电压确定检波器的整流 效果。

如公式(15)所示，如果等值热能电压V_T被认为是给定的，则给定检波器在给定 温度T下的整流效果只取决于理想因子n。然而，等值热能电压V_T本身还是多少依赖 于温度，如下适用：

      $V_T=\frac{k·T}{e}---\left(15\right),$      

其对应于近似-0.3％/K的检波器的温度系数。在这个背景下，k是玻尔兹曼常数， e是元电荷，并且T是开尔文温度。因而，如果在不同的校准温度下关于检波器的稳 定性做出推断，则还必须总测量温度。

理想因子n也多少依赖温度，在对校准精度的要求非常严格的情况下必须考虑温 度，然而，仅允许不同的校准温度。因而，需要用于理想因子的温度依赖性的模型， 以比较在不同温度下测量的两个理想因子。但是，如果要从测量结果中完全消除环境 温度的影响，则用于n的温度依赖性的该模型无论如何对正常测量模式是需要的。结 果，因此一般不需要额外的努力。

用于n的温度依赖性的模型还可以用于针对严格规定的参考温度T_ref(通常为300 开尔文)定义n，以便只在n的换算之后实施与该参考温度的比较。在对应于本发明 的第一内部校准的情况下，其中第一内部校准可以在制造商的工厂中实施，因此理想 因子n首先根据公式13被计算，其中V_T针对类似确定的温度T被计算。利用用于n 的温度依赖性的数学模型，针对参考温度T_ref在第二步骤中根据这个计算理想因子n_ref， 并将理想因子n_ref存储在传感头的校准记录中。在随后实施内部校准的情况下，理想 因子n’会再次首先被确定，理想因子n’在第二步骤中也被缩放到参考温度。然后，比 较获得的换算值n’_ref与存储的值n_ref。如果偏差在预定的公差范围之外，则必须假设对 检波器的损伤。

该电路还适于确定二极管的零点电阻。零点电阻是公式(7)中的线性系数c₁。

最后，在没有公式(5)的近似的情况下，整流值的精确公式被规定为：

      $n=\frac{1}{2·m·V_T}·\frac{{(V_{\mathrm{TEST},1}+V_{\mathrm{TEST},2})}^2·{(V_{\mathrm{TEST},1}·V_{\mathrm{TEST},2}+4·V_{\mathrm{REF}}^2)}^2}{[V_{\mathrm{TEST},1}·V_{\mathrm{TEST},2}+V_{\mathrm{REF}}(V_{\mathrm{TEST},1}-V_{\mathrm{TEST},2})]·(V_{\mathrm{TEST},1}-2·V_{\mathrm{REF}})·(V_{\mathrm{TEST},2}+2·V_{\mathrm{REF}})·(V_{\mathrm{TEST},1}-V_{\mathrm{TEST},2}-4·V_{\mathrm{REF}})}---\left(16\right).$             

该表达式没有像公式(13)的表达式那样被视觉组织，但其一般是有效的且可以 在数字上被处理，甚至在低性能计算机上也没有难度。

本发明不受限于提出的示例性实施例。具体而言，电流源46和47的极性可以互 换，即，如果开关26被放置在位置24，则电流将在流向上流过二极管(在提出的示 例中，其正好相反)。有利地，上面描述的特征或附图中示出的特征中的全部可以在本 发明的范围内彼此任意组合。