基于准Z源逆变器的单相光伏离网逆变器及其软开关控制方法

摘要

本发明公开了基于准Z源逆变器的单相离网光伏逆变器及其软开关控制方法，前级准Z源逆变器产生带有零电压凹槽的直流母线电压，为后级单相全桥逆变电路提供具有零电压凹槽的方波电压Vdc，与由规则采样法生成较低开关频率的SPWM信号进行同步，去控制单相全桥逆变电路功率开关的开通与关断，也就是使得作用在单相全桥逆变电路功率开关上的每个开关周期的SPWM信号的上升沿和下降沿都落在具有零电压凹槽的方波电压Vdc的零电压凹槽区间，实现后级单相全桥逆变电路的零电压开通与关断，从而减小了开关损耗，提高了系统效率。

说明书

技术领域

本发明属于新能源光伏发电领域，具体涉及基于准Z源逆变器的 单相光伏离网逆变器，还涉及上述逆变器的软开关控制方法。

背景技术

全球性的能源短缺和环境危机已经成为制约人类发展的重要因 素，清洁可再生能源的发展和应用受到世界各国越来越广泛的关注。 太阳能因其具有充分的清洁性、绝对的安全性、资源的相对广泛和充 足性以及使用的灵活性成为可再生能源的最佳选择之一。因此，光伏 发电技术成为了新能源领域的研究热点。而逆变器作为太阳能光伏发 电系统的核心环节，其运行状态直接关乎整个系统的工作性能。

由于光伏组件输出电压以及蓄电池电压都较低，所以单相离网型 光伏逆变器通常需要实现升压，使得输出电压达到工频电网所要求的 额定电压水平，为了达到升压目的，单相离网型光伏逆变器分为非隔 离型和隔离型两类，隔离型又分为工频变压器隔离和高频变压器隔 离。对于非隔离型，可采用BOOST斩波电路作为前级电路，单相全 桥逆变电路作为后级电路，经过LC滤波电路连接负载。对于工频变 压器隔离型，仅采用单相全桥逆变电路，经过LC滤波电路连接工频 变压器原边，工频变压器副边连接负载。对于高频变压器隔离型，可 采用正激变换器、反激变换器、推挽变换器、半桥变换器或全桥变换 器等电路作为前级电路，单相全桥逆变电路作为后级电路，经过LC 滤波电路连接负载。

准Z源逆变器是近年提出的一种新型电路结构，其在输入电源与 逆变桥之间加入独特的LC阻抗网络结构，允许桥臂直通，不需要设 置死区时间，可以提高系统的可靠性，并减小输出波形失真。因此， 可以将带有高频变压器的准Z源逆变器作为前级电路，单相全桥逆变 电路作为后级电路，经过LC滤波电路连接负载。由这种电路组成的 单相离网型光伏逆变器结构简单，效率高，很容易实现升压功能，在 光伏发电领域中有着广阔的应用前景。但现有技术中该系统中的后级 单相全桥逆变电路存在功率开关管在开通、关断时电压不为零，有显 著的开关损耗等问题。

发明内容

本发明的目的是提供基于准Z源逆变器的单相光伏离网逆变器， 结构简单，工作效率高。

本发明的另一目的是提供基于上述准Z源逆变器的单相光伏 离网逆变器的软开关控制方法，解决了现有技术中存在的单相光伏 离网逆变器的单相全桥逆变电路存在功率开关管在开通、关断时电压 不为零造成的开关损耗大的技术问题。

本发明所采用的第一技术方案是，基于准Z源逆变器的单相光伏 离网逆变器，其特征在于，由依次相连的准Z源逆变器、高频变压器、 单相全桥二极管整流电路和带有LC滤波器的单相全桥逆变电路组 成。

本发明所采用的第一技术方案的特点还在于，

准Z源逆变器包括直流输入电压V_in，其正极与电感L₁的一端连 接，电感L₁的另一端分别与电容C₂的负极和二极管D₁的阳极连接， 二极管D₁的阴极与电感L₂的一端连接，电感L₂的另一端与电容C₂的正极连接；二极管D₁的阴极还与电容C₁的正极连接，电容C₁的 负极与直流输入电压V_in的负极连接；电感L₂的另一端还分别连接有 功率开关T₁和T₃的集电极，功率开关T₁的发射极连接功率开关T₂的集电极，功率开关T₃的发射极连接功率开关T₄的集电极，功率开 关T₂和T₄的集电极与直流电源V_in的负极连接；其中，L₁、L₂及C₁、 C₂与二极管D₁共同组成准Z源逆变器的阻抗网络，功率开关T₁和功 率开关T₂组成准Z源逆变器的第1桥臂，功率开关T₃和功率开关T₄组成准Z源逆变器的第2桥臂。

优选地，单相全桥二极管整流电路由超快恢复二极管D₂、D₃、 D₄、D₅组成，单相全桥逆变电路由功率开关T₅、T₆、T₇、T₈、电感L 和电容C组成；超快恢复二极管D₂和D₃串联后分别与D₄和D₅的串 联电路、功率开关T₅和T₆的串联电路、功率开关T₇和T₈的串联电 路并联连接；其中，超快恢复二极管D₂的阴极分别与超快恢复二极 管D₄的阴极、功率开关T₅和功率开关T₇的集电极连接，超快恢复二 极管D₃的阳极分别与超快恢复二极管D₅的阳极、功率开关T₆和功 率开关T₈的发射电极连接；

其中，超快恢复二极管D₄、D₅组成二极管整流电路的第1桥臂， 超快恢复二极管D₂、D₃组成二极管整流电路的第2桥臂；功率开关 T₅、T₆组成单相全桥逆变电路的第1桥臂，功率开关T₇、T₈组成单 相全桥逆变电路的第2桥臂；

单相全桥逆变电路第1桥臂的输出端连接滤波电感L的一端，滤 波电感L的另一端分别连接滤波电容C和负载的一端，滤波电容C 和负载的另一端连接单相全桥逆变电路第2桥臂的输出端；滤波电容 C与负载并联。

优选地，准Z源逆变器第1桥臂的输出端连接高频变压器T原 边的a端，第2桥臂的输出端连接高频变压器T原边的b端。

优选地，高频变压器T副边的输出c端连接单相全桥二极管整流 电路中第1桥臂，高频变压器T副边的输出d端连接单相全桥二极管 整流电路中第2桥臂。

本发明采用的第二技术方案是，基于上述准Z源逆变器的单相光 伏离网逆变器的软开关控制方法，具体按照以下步骤实施：

控制直通占空比d₀为定值使直流输入电压V_in经过阻抗网络后输 出的直流母线电压V_PN的幅值为定值；

控制非直通占空比d₁为定值，使单相全桥逆变电路的输入电压 V_dc的幅值为定值；

采用直通占空比d₀和非直通占空比d₁的值获取准Z源逆变器的 四个功率开关T₁、T₂、T₃、T₄的PWM脉冲信号；

获取单相全桥逆变电路的功率开关T₅、T₆、T₇、T₈的SPWM脉 冲信号，使作用在功率开关T₅、T₆、T₇、T₈每个开关周期的SPWM 信号的上升沿和下降沿都落在单相全桥逆变电路的输入电压V_dc的零 电压凹槽期间，实现单相全桥逆变电路的零电压开通与关断。

本发明所采用的第二技术方案的特点还在于，

控制直通占空比d₀为定值使直流输入电压V_in经过阻抗网络后输 出的直流母线电压V_PN的幅值为定值的具体方法为：

步骤1：直流输入电压V_in经过阻抗网络后输出为带有零电压凹 槽的方波电压V_PN，即直流母线电压V_PN；

步骤2：产生高频三角载波，同时在产生高频三角载波的周期中 断时对V_PN进行多次连续采样并进行模/数转换，并对模/数转换值进 行平均滤波；其中，产生高频三角载波的频率和采样频率与开关T₁的驱动信号的频率相同，频率范围为20kHz～50kHz。

步骤3：得到稳定的直通占空比d₀，具体过程如下：

将平均滤波后的电压值作为直流母线电压V_PN的反馈值，与直流 母线参考电压V_{PN_ref}进行作差，差值经过第一比例积分控制器进行调 节，得到阻抗网络中电感L₂的参考电流i_{L2_ref}，参考电流i_{L2_ref}与电感 L₂的电流反馈值i_L2采用第一比例控制器进行调节，第一比例控制器 输出稳定的直通占空比d₀。

优选地，控制非直通占空比d₁为定值，使单相全桥逆变电路的 输入电压V_dc的幅值为定值的具体方法为：

步骤1：直流输入电压V_in经过阻抗网络后输出的带有零电压凹 槽的方波V_PN经准Z源逆变器的第1桥臂和第2桥臂逆变输出为交流 电压，交流电压经高频变压器T隔离升压后，再经单相全桥二极管整 流电路后得到带有零电压凹槽的方波电压V_dc，为单相全桥逆变电路 的输入电压；

步骤2：在产生所述高频三角载波周期中断时对V_dc进行多次连 续采样并进行模/数转换，并对模/数转换值进行平均滤波；

步骤3：得到稳定的直通占空比d₁，具体过程如下：

将平均滤波后的电压值作为方波电压V_dc的幅值进行反馈，与给 定的电压参考V_{dc_ref}作差，经过第二比例积分控制器调节，输出稳定 的直通占空比d₁。

优选地，获取功率开关T₁、T₂、T₃、T₄的PWM脉冲信号的具体 方法如下：

(1)将直通占空比d₀与非直通占空比d₁相加，相加后的结果从 第一比较器的正端输入，所述高频三角载波从第一比较器的负端从输 入，采用规则采样法进行比较，输出得到控制准Z源逆变器功率开关 T₁的PWM脉冲信号；

(2)将非直通占空比d₁从第二比较器的正端输入，所述高频三 角载波从第二比较器的负端从输入，采用规则采样法进行比较，输出 得到控制准Z源逆变器功率开关T₂的PWM脉冲信号；

(3)将非直通占空比d₁乘以-1变成负值，再从第三比较器的正 端输入，所述高频三角载波从第三比较器的负端从输入，采用规则采 样法进行比较，输出得到控制准Z源逆变器功率开关T₃的PWM脉 冲信号；

(4)将非直通占空比d₁乘以-1变成负值，再与直通占空比d₀相加，相加后的结果从第四比较器的正端输入，所述高频三角载波从 第四比较器的负端从输入，采用规则采样法进行比较，输出得到控制 准Z源逆变器功率开关管T₄的PWM脉冲信号。

优选地，获取单相全桥逆变电路的功率开关T₅、T₆、T₇、T₈的脉 冲宽度调制信号的具体方法如下：

(1)获取低开关频率的SPWM脉冲信号：

将采样得到的负载电压反馈值u₀与给定的负载参考电压u_ref进行 作差，差值分别进行经典重复控制和第二比例控制器控制，将各自的 输出相加，得到的结果作为LC滤波器中电容C的参考电流i_{c_ref}，与 电容C的电流反馈值i_c经过第三比例控制器后输出，输出值输入到第 五比较器的正端，同时与单相全桥逆变电路对应的低频三角载波进行 规则采样法比较，得到低开关频率的SPWM脉冲信号。

所述低频三角载波和低开关频率的SPWM脉冲信号的频率与功 率开关T₅-T₈驱动信号的频率一致，频率范围为2kHz～5kHz；

(2)采集方波电压V_dc后对其进行延时，使延时后的方波电压 信号的上升沿正好在方波电压V_dc的零电压凹槽内；将延时后方波电 压信号作为第一触发器的CLK信号，同时将低开关频率的SPWM脉 冲信号作为第一触发器的输入信号D，经第一触发器后输出的方波信 号即为单相全桥逆变电路第1桥臂的功率开关T₅和第2桥臂的功率 开关T₈的SPWM信号；

(3)将延时后方波电压信号作为第二触发器的CLK信号，将低 开关频率的SPWM脉冲信号经过反相器取“逻辑反”后，作为第二 触发器的输入信号D，经第二触发器后输出的方波信号即为单相全桥 逆变电路第1桥臂的功率开关T₆和第2桥臂的功率开关T₇的SPWM 信号。

本发明的有益效果是，基于准Z源逆变器的单相离网光伏逆变器 及其软开关控制方法，前级准Z源逆变器产生带有零电压凹槽的直流 母线电压，为后级单相全桥逆变电路提供具有零电压凹槽的方波电压 V_dc，与采用规则采样法生成较低开关频率的SPWM信号进行同步， 去控制单相全桥逆变电路功率开关的开通与关断，也就是使得作用在 单相全桥逆变电路功率开关上的每个开关周期的SPWM信号的上升 沿和下降沿都落在具有零电压凹槽的方波电压V_dc的零电压凹槽区 间，实现后级单相全桥逆变电路的零电压开通与关断，从而减小了开 关损耗，提高了系统效率。

附图说明

图1是本发明准Z源逆变器的单相光伏离网逆变器的主电路拓扑 图；

图2为本发明前级准Z源逆变电路的控制原理框图；

图3为本发明后级单相全桥逆变电路的控制原理框图；

图4为采用本发明方法得到的单相全桥逆变电路功率开关T₅-T₈SPWM信号上升沿和下降沿落在单相全桥逆变电路的输入电压V_dc(具有零电压凹槽的方波电压)的零电压凹槽内的示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

参见图1，基于准Z源逆变器的单相光伏离网逆变器，其电路拓 扑结构由依次连接的准Z源逆变器、高频变压器、单相全桥二极管整 流电路和带有LC滤波器的单相全桥逆变电路组成。

准Z源逆变器包括直流输入电压V_in，其正极与电感L₁的一端连 接，电感L₁的另一端分别与电容C₂的负极和二极管D₁的阳极连接， 二极管D₁的阴极与电感L₂的一端连接，电感L₂的另一端与电容C₂的正极连接；二极管D₁的阴极还与电容C₁的正极连接，电容C₁的 负极与直流输入电压V_in的负极连接；电感L₂的另一端还分别连接有 功率开关T₁和T₃的集电极，功率开关T₁的发射极连接功率开关T₂的集电极，功率开关T₃的发射极连接功率开关T₄的集电极，功率开 关T₂和T₄的集电极与直流电源V_in的负极连接；其中L₁、L₂及C₁、 C₂与二极管D₁共同组成准Z源逆变器的阻抗网络，功率开关T₁和功 率开关T₂组成准Z源逆变器的第1桥臂，功率开关T₃和功率开关T₄组成准Z源逆变器的第2桥臂；

直流输入电压V_in可为24V，它一般为光伏组件的输出电压或 蓄电池的输出电压。

单相全桥二极管整流电路由超快恢复二极管D₂、D₃、D₄、D₅组成，单相全桥逆变电路由功率开关T₅、T₆、T₇、T₈、电感L和电容 C组成；超快恢复二极管D₂和D₃串联后分别与D₄和D₅的串联电路、 功率开关T₅和T₆的串联电路、功率开关T₇和T₈的串联电路并联连 接；其中，超快恢复二极管D₂的阴极分别与超快恢复二极管D₄的阴 极、功率开关T₅和功率开关T₇的集电极连接，超快恢复二极管D₃的阳极分别与超快恢复二极管D₅的阳极、功率开关T₆和功率开关T₈ 的发射电极连接；其中，超快恢复二极管D₄、D₅组成二极管整流电 路的第1桥臂，超快恢复二极管D₂、D₃组成二极管整流电路的第2 桥臂；功率开关T₅、T₆组成单相全桥逆变电路的第1桥臂，功率开 关T₇、T₈组成单相全桥逆变电路的第2桥臂；单相全桥逆变电路第1 桥臂的输出端连接滤波电感L的一端，滤波电感L的另一端分别连 接滤波电容C和负载的一端，滤波电容C和负载的另一端连接单相 全桥逆变电路第2桥臂的输出端；滤波电容C与负载并联。

准Z源逆变器第1桥臂的输出端连接高频变压器T原边的a端， 第2桥臂的输出端连接高频变压器T原边的b端，经高频变压器T 升压，高频变压器T副边的输出c端连接单相全桥二极管整流电路中 的超快恢复二极管D₄、D₅组成的第1桥臂，高频变压器T副边的输 出d端连接单相全桥二极管整流电路中的超快恢复二极管D₂、D₃组 成的第2桥臂。

高频变压器T的原、副边匝比可选用12:110。

本发明的针对基于准Z源逆变器的单相光伏离网逆变器，提出的 软开关控制方法如下：

图2为本发明前级准Z源逆变电路的控制原理框图，对于准Z 源逆变器的控制需要两个方面：直通占空比d₀的控制和非直通占空 比d₁的控制，直通占空比d₀的控制目标是使准Z源逆变器的直流母 线电压V_PN的幅值为定值，非直通占空比d₁的控制目标是使后级单 相全桥逆变电路的输入电压V_dc的幅值为定值。

准Z源逆变器的得到稳定的直通占空比d₀的方法按照以下步骤 实施：

步骤1：直流输入电压V_in经过阻抗网络后输出为带有零电压凹 槽的方波V_PN；

步骤2：产生高频三角载波，同时在产生高频三角载波的周期中 断时对V_PN进行多次连续采样并进行模/数转换，并对模/数转换值进 行平均滤波；其中，产生高频三角载波的频率和采样频率与开关T₁的驱动信号的频率相同，频率范围为：20kHz～50kHz。

由于准Z源逆变器的直流母线电压V_PN为带有零电压凹槽的方 波，不易进行电压幅值检测，而由于采用上溢中断方式，高频三角载 波周期中断时正好对应直流母线电压V_PN的非零电压幅值，因此在准 Z源逆变器的高频三角载波周期中断时对直流母线电压V_PN多次采 样；

步骤3：得到稳定的直通占空比d₀，具体过程如下：

将平均滤波后的电压值作为直流母线电压V_PN的反馈值，与直流 母线参考电压V_{PN_ref}进行作差，差值经过第一比例积分控制器进行调 节，得到阻抗网络中电感L₂的参考电流i_{L2_ref}，参考电流i_{L2_ref}与电感 L₂的电流反馈值i_L2采用第一比例控制器进行调节，第一比例控制器 输出稳定的直通占空比d₀；

其中，直流母线参考电压V_{PN_ref}设置为40V。

准Z源逆变器的得到稳定的直通占空比d₁的方法按照以下步骤 实施：

步骤1：直流输入电压V_in经过阻抗网络后输出的带有零电压凹 槽的方波V_PN经准Z源逆变器的第1桥臂和第2桥臂逆变输出为交流 电压，交流电压经高频变压器T隔离升压后，再经单相全桥二极管整 流电路后得到带有零电压凹槽的方波电压V_dc；

步骤2：在产生所述高频三角载波周期中断时对V_dc进行多次连 续采样并进行模/数转换，并对模/数转换值进行平均滤波；

由于单相全桥逆变电路的输入电压为带有零电压凹槽的方波电 压V_dc，该方波电压V_dc与准Z源逆变器的直流母线的方波电压V_PN是同步的，所以准Z源逆变器的高频三角载波周期中断时正好也对应 于方波电压V_dc的非零电压部分(即幅值)，因此在每次准Z源逆变 器的高频三角载波周期中断时对方波电压V_dc采样。

步骤3：得到稳定的直通占空比d₁，具体过程如下：

将平均滤波后的电压值作为方波电压V_dc的幅值进行反馈，与给 定的电压参考V_{dc_ref}作差，经过第二比例积分控制器调节，输出稳定 的直通占空比d₁；

其中，直流母线参考电压V_{dc_ref}设置为365V。

由以下方法得到准Z源逆变器的四个功率开关T₁、T₂、T₃、T₄的脉冲宽度调制(PWM)信号，即驱动信号：

(1)将直通占空比d₀与非直通占空比d₁相加，相加后的结果从 第一比较器的正端输入，所述高频三角载波从第一比较器的负端从输 入，采用规则采样法进行比较，输出得到控制准Z源逆变器功率开关 T₁的PWM信号；

(2)将非直通占空比d₁从第二比较器的正端输入，所述高频三 角载波从第二比较器的负端从输入，采用规则采样法进行比较，输出 得到控制准Z源逆变器功率开关T₂的PWM信号；

(3)将非直通占空比d₁乘以-1变成负值，再从第三比较器的正 端输入，所述高频三角载波从第三比较器的负端从输入，采用规则采 样法进行比较，输出得到控制准Z源逆变器功率开关T3的PWM信 号；

(4)将非直通占空比d₁乘以-1变成负值，再与直通占空比d₀相加，相加后的结果从第四比较器的正端输入，所述高频三角载波从 第四比较器的负端从输入，采用规则采样法进行比较，输出得到控制 准Z源逆变器功率开关管T₄的PWM信号。

将得到的功率开关管T₁-T₄的PWM信号输入到准Z源逆变器功 率开关管的栅极来驱动功率开关管。

图3为本发明后级单相全桥逆变电路的控制原理框图。

对于后级单相全桥逆变电路的控制分为电压、电流双环控制和 SPWM同步控制两部分。对于电压、电流双环控制，其外环是负载 电压反馈控制，内环是LC滤波器的电容电流反馈控制，具体过程如 下：

首先获取低开关频率的SPWM脉冲信号(正弦PWM脉冲信号)：

将采样得到的负载电压反馈值u₀与给定的负载参考电压u_ref进行 作差，差值分别进行经典重复控制和第二比例控制器控制，将各自的 输出相加，得到的结果作为LC滤波器中电容C的参考电流i_{c_ref}，与 电容C的电流反馈值i_c经过第三比例控制器后输出，输出值输入到第 五比较器的正端，同时与单相全桥逆变电路对应的低频三角载波进行 规则采样法比较，得到低开关频率的SPWM脉冲信号。

所述低频三角载波和低开关频率的SPWM脉冲信号的频率和功 率开关T₅驱动信号的频率一致，频率范围为2kHz～5kHz。

然后与方波电压V_dc同步，得到单相全桥逆变电路第1桥臂和第 2桥臂的四个功率开关T₅、T₆、T₇、T₈的SPWM信号，即驱动信号， 实现作用在功率开关T₅、T₆、T₇、T₈每个开关周期的SPWM信号的 上升沿和下降沿都落在方波电压V_dc的零电压凹槽期间，实现后级单 相全桥逆变电路的零电压开通与关断：

(1)通过方波电压检测电路得到方波电压V_dc后对其进行延时， 使延时后的方波电压信号的上升沿正好位于方波电压V_dc的零电压凹 槽内；将延时后的方波电压信号作为第一触发器的CLK信号，同时 将低开关频率的SPWM脉冲信号作为第一触发器的输入信号D，经 第一触发器后输出的方波信号即为单相全桥逆变电路第1桥臂的功 率开关T₅和第2桥臂的功率开关T₈的SPWM信号；

在延时后的方波电压信号的每一个上升沿处，第一触发器的输出 与其输入信号D的状态相同，当下降沿到来之后，第一触发器的输 出将保持CLK信号变低之前的状态，直到下一个上升沿的到来。因 此，采用第一触发器，可以使低开关频率的SPWM脉冲信号与延时 后的方波信号的上升沿同步，即第一触发器处理后输出的新SPWM 脉冲信号的上升沿、下降沿正好落在方波信号V_dc的零电压凹槽内， 故而将第一触发器处理后的输出作为单相全桥逆变电路第1桥臂的 功率开关T₅和第2桥臂的功率开关T₈的SPWM信号。

(2)同理，将经延时处理后的方波电压作为第二触发器的CLK 信号，将低开关频率的SPWM脉冲信号经过反相器取“逻辑反”后， 作为第二触发器的输入信号D，经第二触发器后输出的方波信号即为 单相全桥逆变电路第1桥臂的功率开关T₆和第2桥臂的功率开关T₇的SPWM信号。

经过第二触发器处理后输出的SPWM脉冲信号的上升沿、下降 沿正好落在方波信号V_dc的零电压凹槽内，故而经第二触发器后输出 的方波信号作为单相全桥逆变电路第1桥臂的功率开关T₆和第2桥 臂的功率开关T₇的SPWM信号。

将得到的功率开关管T₅-T₈的SPWM信号输入到后级单相全桥逆 变电路功率开关管的栅极来驱动功率开关管。

电压、电流双环控制得到的较低开关频率的SPWM脉冲信号上 升沿、下降沿与通过V_dc方波电压检测电路得到的方波信号的相位存 在四种情况：

情况(1)：低开关频率的SPWM脉冲信号的上升沿、下降沿都 处于V_dc方波信号的非零电压部分；

情况(2)：低开关频率的SPWM脉冲信号的上升沿、下降沿都 处于V_dc方波信号的零电压部分；

情况(3)：低开关频率的SPWM脉冲信号的上升沿处于V_dc方 波信号的非零电压部分，下降沿处于V_dc方波电压信号的零电压部分；

情况(4)：低开关频率的SPWM脉冲信号的上升沿处于V_dc方 波信号的零电压部分，下降沿处于V_dc方波信号的非零电压部分。

上述四种情况经过上述方法得到的功率开关管T₅-T₈的SPWM信 号均能使单相全桥逆变电路的功率开关仅在方波电压V_dc的零电压凹 槽期间进行开通及关断,如图4所示。

基于准Z源逆变器的单相离网光伏逆变器及其软开关控制方法， 前级准Z源逆变器产生带有零电压凹槽的直流母线电压，为后级单相 全桥逆变电路提供具有零电压凹槽的方波电压，与采用规则采样法生 成较低开关频率的SPWM信号进行同步，去控制单相全桥逆变电路 功率开关的开通与关断，也就是使得作用在单相全桥逆变电路功率开 关上的每个开关周期的SPWM信号的上升沿和下降沿都落在该具有 零电压凹槽的方波电压的零电压凹槽区间，实现后级单相全桥逆变电 路的零电压开通与关断，从而减小了开关损耗，提高了系统效率。