一种改进型零电流转换H6结构非隔离光伏并网逆变器及其控制方法

摘要

本发明公开了一种改进型零电流转换H6结构非隔离光伏并网逆变器及其控制方法，属于电力电子领域。在原有的零电流转换H6结构非隔离光伏并网逆变器基础上，谐振电感L

说明书

技术领域

本发明属于光伏并网发电技术电力电子技术领域，具体涉及一种基于零电流转换H6结构非隔离光伏并网逆变器的改进和工作方法。

背景技术

非隔离型光伏并网逆变器在分布式光伏发电兴中广泛的使用，不仅能高效将太阳能转变为电能，其结构轻便、方法简单还能大力推动电力行业的发展。现有的两种减少漏电流办法分别是：法一，基于最高变换效率电路结构来提高漏电流抑制性能。该方法是通过改进电路拓扑结、调制策略等来抑制漏电流；法二，基于最优漏电流抑制电路结构来提高电路变换效率。器件损耗主要包括导通损耗和开关损耗，但是开关器件越来越高频化使得开关损耗大大增大进而影响电路效率，而软开关的使用可以在一定程度上减小开关损耗，主要是通过在开关开通前后引入谐振过程来消除开关过程中的器件损耗。在软开关的所有不同类型的电路中零电流转换PWM电路因克服了之前软开关电路电流应力过大的缺点逐渐被研究者所应用。论文针对第二种方法提出的一种零电流转换H6结构非隔离型光伏并网逆变器不能实现辅助开关管的零电流关断并且进网电流存在一定的谐波的缺点，在其基础上提出了新的拓扑结构和控制方法来减小漏电流实现辅助开关管的零电流关断，同时通过续流阶段时续流回路的自由钳位可以使共模电压为一个定值。

发明内容

针对原有的零电流转换H6结构非隔离光伏并网逆变器的不足，本发明提出了一种新型零电流转换H6结构非隔离光伏并网逆变器的拓扑结构和控制方法。

本发明的技术方案为：一种改进型零电流转换H6结构非隔离光伏并网逆变器，包括2个带有反并联二极管的主开关管S₇、S₈，2个不带反并联二极管的辅助开关管S_7r、S_8r，2个谐振电感L_7r、L_8r，2个谐振电容C_7r、C_8r，2个直流侧电容C₁、C₂，2个续流阶段钳位二极管D₅、D₆，全桥逆变电路开关T₁-T₄；

所述主开关管S₇、谐振电感L_7r、谐振电容C_7r、辅助开关S_7r依次相串联，所述主开关管S₈、谐振电感L_8r、谐振电容C_8r、辅助开关S_8r依次相串联，直流侧电容C₁的正极A端和辅助开关管S_7r的漏极B端连接，直流侧电容C₂的负极C端和辅助开关管S_8r的源极D端连接，B端和D端之间设有二极管D，续流阶段钳位二极管D₅连接在直流侧电容C₁的负极和主开关管S₇发射极之间，续流阶段钳位二极管D₆连接在主开关管S₈集电极和直流侧电容C₂的正极之间；续流阶段钳位二极管D₅的负极端和D₆的正极端并接全桥逆变电路；

所述全桥逆变电路为四个工频工作的全桥逆变电路开关T₁-T₄构成。

进一步，所述全桥逆变电路的两个桥臂中点接入滤波器，所述滤波器包括电感L₁、电感L₂、电容C₃，所述电感L₁、电容C₃、电感L₂依次相串联。

本发明方法的技术方案为：一种改进型零电流转换H6结构非隔离光伏并网逆变器控制方法，采用SPWM调制策略，调制策略中选择方波作为载波，两个主开关S₇、S₈工作在高频且同时开通关断，辅助开关S_7r、S_8r也工作在高频同时开通关断状态，所述辅助开关管S_7r、S_8r的导通时间为Δ₁+Δ，其中L_r、C_r是谐振电感和电容；电网电压分为正半周和负半周，在电网电压正半周该逆变器包括9个工作阶段：

[t₀～t₁]：t₀时刻，辅助开关管S_7r、S_8r零电流开通，t₀时刻后，谐振电容C_7r、C_8r分别对谐振电感L_7r、L_7r放电，主开关电流i_S7、i_S8非线性减少直至t₁时刻为0，进而实现主开关管零电流关断；

[t₁～t₂]：t₁时刻后，谐振电容C_7r、C_8r继续给谐振电感L_7r、L_8r放电，谐振电感电流i_L7r、i_L8r非线性增加，谐振电容电压u_C7r、u_C8r非线性减少；

[t₂～t₃)：t₂时刻后，谐振电感L_7r、L_8r开始给谐振电容C_7r、C_8r反向充电，谐振电容电压u_C7r、u_C8r反向非线性增加，谐振电感电流i_L7r、i_L8r非线性减少，流过二极管D₇、D₈电流为0，二极管D₇、D₈截止；

[t₃]：二极管D₇、D₈的截止使得两个含有主辅开关管的谐振回路断路，二极管D导通；

(t₃～t₄]：谐振电感L_7r、L_8r继续给谐振电容C_7r、C_8r反向充电，谐振电感电流i_L7r、i_L8r非线性减少，逆变器侧开关管反并联二极管i_D2、i_D3则非线性增大；

[t₄～t₅]：辅助开关管S_7r、S_8r上无电流流过，逆变器处于续流状态；

[t₅～t₆]：t₅时刻，主开关管S₇、S₈和辅助开关管S_7r、S_8r零电流开通，两条支路S₇-L_7r-C_7r-S_7r、S₈-L_8r-C_8r-S_8r形成闭合谐振回路，谐振电容C_7r、C_8r开始给谐振电感L_7r、L_8r反向充电，谐振电感电流i_L7r、i_L8r，反向非线性增大，谐振电容电压u_C7r、u_C8r非线性减小；

[t₆～t₇]：谐振电感L_7r、L_8r开始给谐振电容C_7r、C_8r正向充电，t₇时刻，辅助开关管S_7r、S_8r零电流关断；

[t₇～t₈]：电路进入功率传递过程，待该时段结束后，进入下个周期重复。

进一步，所述电网电压负半周时的工作阶段与正半周工作阶段原理相同。

进一步，所述辅助开关管S_7r、S_8r的导通时间为Δ₁+Δ，其中L_r是谐振电感，C_r是谐振电容。

进一步，在控制过程中，还包括选择进网电流和输出电压作为新的控制变量，采用双闭环PI调节来实现对进网电流实现校正。

本发明的有益效果为：在原有的零电流转换H6结构非隔离光伏并网逆变器基础上，谐振电感L_7r、谐振电容C_7r与辅助开关管S_7r的源极串联后与主开关管S₇并联，谐振电感L_8r、谐振电容C_8r与辅助开关管S_8r的源极串联后与主开关管S₈并联。二极管D的阳极与MOSFET管源极相连，阴极与MOSFET的漏极相连。而辅助开关S_7r、S_8r原来在AB、CD支路，现在移至与LC串联，如图1所示，借助LC单元在逆变器续流阶段可以使辅助开关管电流自动减小为零，从而实现主辅开关管零电流开通和关断。与此同时改变调制策略，调整滤波器的参数，减小漏电流，改进进网电能质量，提高电路工作效率。

附图说明

图1改进的电路拓扑结构；

图2控制系统框图；

图3系统结构框图主辅开关驱动信号产生逻辑；

图4零电流转换H6结构非隔离型光伏并网逆变器在电网电压正半周时各阶段的等效电路图，其中：

(a)t₀～t₁阶段等效电路图；

(b)t₁～t₂阶段等效电路图；

(c)t₂～t₃阶段等效电路图；

(d)t₃阶段等效电路图；

(e)t₃～t₄阶段等效电路图；

(f)t₄～t₅阶段等效电路图；

(g)t₅～t₆阶段等效电路图；

(h)t₆～t₇阶段等效电路图；

(i)t₇～t₈阶段等效电路图。

具体实施方式

下面结合附图进一步说明本发明的具体实施方式。

本发明将从以下几个方面着手改进达到减小漏电流，降低开关损耗，提高电路工作效率。具体内容包括：

(1)在拓扑结构上，辅助开关S_7r、S_8r原来分别在A-B，C-D支路中，现将其移动到如图所示红色方框的位置来帮助辅助开关管实现在续流阶段零电流关断，直流侧部分由两个带有反并联二极管的IGBT主开关S₇、S₈，谐振电感L_7r、L_8r，谐振电容C_7r、C_8r以及两个去掉了反并联二极管的N沟道电力MOSFET S_7r、S_8r组成，谐振电感L_7r、L_8r大小相等，均为L_r，C_7r、C_8r大小相等，都为C_r，T₁-T₄是四个工频工作的全桥逆变电路开关，L₁、L₂、C₃构成了滤波环节，二极管D₅、D₆是续流阶段钳位二极管，如图1所示。

(2)在控制方法上，选择进网电流和输出电压为新的控制变量，采用双闭环PI调节来实现对进网电流实现校正，如图2所示。

(3)在调制方法上，对辅助开关管一周期内导通情况做了改进，采用SPWM调制策略，调制策略中选择方波作为载波。两个主开关管工作在高频，且同时开通关断，辅助开关也工作在高频，且同时开通关断。原有的辅助开关管的导通时间为L_r、C_r是谐振电感和电容，见图3的Δ，而基于该改进方法额外延长了导通时间Δ₁，使得这样就保证了在Δ₁+Δ时间的范围内实现主开关管的零电流关断。另外，为了保证主开关管的零电流开通，在主开关管导通时间范围内增加了一个导通占空比，如图3的阴影部分，其值是Δ₁+Δ。

首先，额外延长使得辅助开关开通2次来解决续流阶段的电流反向回流问题造成模态紊乱现象，其次，载波都选用方波。由于原电路是通过辅助开关管的反并联二极管来实现主开关管的零电流开通，新的拓扑结构把辅助开关管的反并联二极管去掉了，额外添加导通占空比D₁利用辅助开关与主开关管形成的闭合回路使得主开关管零电流开通。另外，在原来的电路辅助开关管导通时间基础上，把原电路的Δ＝t₃-t₀＝2.996e-6s延长导通时间Δ₁＝t₄-t₃＝6.04e-7s来实现辅助开关管零电流关断，即：D₂＝D₁＝t₄-t₀＝3.6e-6s，如图3所示，该电路中单极性正弦脉宽调制策略SPWM不仅可以使该电路的共模电压维持在恒定值，而且较之其它调制方式的应用可以获得低的开关损耗、小的电流纹波，进而得到好的进网电流质量和提高变换效率。

(4)在滤波器处理上，通过对LCL的参数进行适当调整来滤除谐波并使得电压和电流同频同相。

全桥逆变电路的两个桥臂中点接入滤波器，所述滤波电路包括电感L₁、电感L₂、电容C₃，所述电感L₁、电感L₂、电容C₃依次相串联，LCL的参数进行适当调整来滤除谐波并使得电压和电流同频同相，进而再接入电网。

(5)新型的ZVT-H6非隔离光伏并网逆变器不能实现辅助开关管零电流关断的问题，对该电路的电路结构、控制方法、滤波器进行了改进，提高电路效率，减小漏电流。

本发明的工作原理如图4所示，依据以上改进分析，一个周期的正半周包括9个工作模态过程，

第一个模态：t₀时刻以前，逆变器的四个工频工作的开关管T₁-T₄-S₈-S₇形成续流能量传输闭合回路。t₀时刻，辅助开关管零电流开通，由换路定则可得谐振电容C_7r的谐振电容电压满足谐振电感L_7r的谐振电感电流满足i_L7r(t₀₊)＝i_L7r(t_0-)＝0，同理谐振电容C_8r的谐振电容电压u_C8r和谐振电感L_8r的谐振电流i_L8r。t₀时刻后，辅助开关、谐振电容、谐振电感和主开关分别形成两条闭合谐振回路：S_7r-C_7r-L_7r-S₇、S_8r-C_8r-L_8r-S₈，同时谐振电容C_7r、C_8r分别对谐振电感L_7r、L_8r放电，谐振电流i_L7r、i_L8r按非线性增加，谐振电容电压u_C7r、u_C8r按U_dacos[ω_r(t-t₀)]非线性减少，主开关管电流i_S7、i_S8按非线性减少直至t₁时刻为0，进而实现主开关管零电流关断。谐振角频率谐振阻抗谐振电感电流最大值I_LS＝U_da/Z_r。

第二个模态：t₁时刻后，谐振电容C_7r、C_8r继续给谐振电感L_7r、L_8r放电，谐振电感电流i_L7r、i_L8r非线性增加，谐振电容电压u_C7r、u_C8r非线性减少。主开关管反并联二极管电流i_D7、i_D8会一直非线性增加直到t₂时刻谐振电感L_7r、L_7r电流值为谐振电容C_7r、C_8r电压是0。

第三个模态：t₂时刻后，谐振电感L_7r、L_8r开始给谐振电容C_7r、C_8r反向充电，谐振电容电压u_C7r、u_C8r反向非线性增加，谐振电感电流i_L7r、i_L8r非线性减少直至t₃时刻谐振电感电流i_L7r(t₃)、i_L8r(t₃)为，主开关管反并联二极管电流i_D7(t₃)、i_D8(t₃)为0，主开关管反并联二极管D₇、D₈截止。

第四个模态：主开关管反并联二极管D₇、D₈的截止使得两个含有主辅开关管的谐振回路断路，二极管D导通。

第五个模态：谐振电感L_7r、L_8r继续给谐振电容C_7r、C_8r反向充电，谐振电感电流i_L7r、i_L8r非线性减少，逆变器工频开关管反并联二极管则非线性增大，逆变器侧形成两条谐振续流回路和

第六个模态：谐振电容电压u_C7r、u_C8r一直保持谐振最大值-U_da，辅助开关管S_7r、S_8r上无电流流过，逆变器处于续流状态。

第七个模态：t₅时刻，主开关管S₇、S₈和辅助开关管S_7r、S_8r零电流开通。两条闭合谐振回路支路S₇-L_7r-C_7r-S_7r、S₈-L_8r-C_8r-S_8r形成，谐振电容C_7r、C_8r开始给谐振电感L_7r、L_8r反向充电，谐振电感电流i_L7r、i_L8r，反向非线性增大，谐振电容电压u_C7r、u_C8r非线性减小。

第八个模态：谐振电感L_7r、L_8r开始给谐振电容C_7r、C_8r正向充电，t₇时刻，辅助开关管S_7r、S_8r零电流关断。

第九个模态：在该时段，电路进入功率传递过程，待该时段结束后，进入下个周期重复。

电网电压负半周时的工作阶段与正半周类似。

应理解上述施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。