一种用于全差分Gm-C滤波器的四输入跨导放大器

摘要

本发明公开了一种用于全差分Gm-C滤波器的四输入跨导放大器，包括了电压电流转换级A、电压电流转换级B和一个共享电流输出级电路三个模块。本发明采用基于电流传输器的高线性跨导放大器，由电压电流转换级和电流输出级构成，通过将两个全差分的电压电流转换级的输出并联，从而共享电流输出级，实现了四输入两输出的跨导放大器，相比于传统的直接并联两个相同的跨导放大器的实现方式，直接实现了差分输出电流相加减的功能，节省了电流输出级的功耗，同时采用该发明的Gm-C滤波器与传统的实现方式具有相同的频率特性。

说明书

技术领域

本发明涉及一种用于全差分Gm-C滤波器的四输入跨导放大器。

背景技术

近十年来，随着无线通信技术的快速发展以及集成电路工艺的不断进步，催生出交 叉学科无线传感器网络(WSN)技术。WSN技术由于其分布式、自组织和低成本的特 点，对其核心模块无线射频收发机提出了低功耗、高集成度和低成本的设计要求。模拟 集成滤波器作为接收机中的重要模块，位于下混频的后级、可变增益放大器的前级。下 混频后的中频信号除有用信道信号外，还包含带外干扰信号，如不加以滤除会造成后级 电路的增益饱和以及干扰正常的信号解调。而模拟集成滤波器正是实现滤除带外干扰信 号的功能。

目前对于模拟集成滤波器的研究主要分为有源RC滤波器和Gm-C滤波器两个方面。 有源RC滤波器中，运算放大器工作在闭环负反馈状态，可以为滤波器提供很高的线性 度，但同时也带来滤波器带宽的限制和功耗的恶化，因此限制了有源RC滤波器主要用 于1MHz～10MHz的频率范围内。Gm-C滤波器中跨导放大器工作在开环状态，不受闭 环带宽的限制，工作频率高，同时可以保持较低的功耗，因此越来越受研究者的关注。 设计Gm-C滤波器的方法有很多种，如二阶单元级联法、跳耦法、多积分器反馈法。但 是无论采用何种方法，都不可避免信号反馈环路的存在，同时为了提高抗干扰能力，射 频接收机中的Gm-C滤波器普遍采用全差分结构。为了实现差分负反馈的功能，通常需 要采用两个相同跨导值的差分跨导放大器输出并联来实现输出电流的相减功能，即构成 了四输入端口两输出端口的全差分跨导放大器。常用的高性能跨导放大器如基于电流传 输器的高线性跨导放大器由电压电流转换级和电流输出级构成。采用传统的滤波器设计 方式，直接并联两个相同的两输入跨导放大器将造成功耗的增加，不符合低功耗的设计 要求。因此设计一种低功耗的四输入跨导放大器具有重要意义。

发明内容

发明目的：针对传统全差分Gm-C滤波器中并联相同跨导放大器实现的四输入跨导 放大器的高功耗缺陷，本发明提出了一种用于全差分Gm-C滤波器的四输入跨导放大器， 是一种通过共享电流输出级的低功耗、高线性度的四输入端口跨导放大器，采用基于电 流传输器的高线性度跨导放大器，通过共享电流输出级，在实现差分电流相加减的功能 的同时，有效地减少了电路的功耗和面积。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种用于全差分Gm-C滤波器的四输入跨导放大器，包括两个差分电压电流转换级 和一个共享电流输出级，分别称两个差分电压电流转换级为电压电流转换级A和电压电 流转换级B；差分电压电流转换级由超级源跟随器和无源电阻构成，超级源跟随器通过 反馈精确复制差分输入电压，施加到无源电阻上后转化为差分输出电流；电压电流转换 级A的差分输出电流为电压电流转换级B的差分输出电 流为电压电流转换级A和电压电流转换级B输出的电流 通过直接并联的形式实现电流的加减，然后经过共享电流输出级输出到高阻抗的输出节 点；该四输入跨导放大器的差分输出电流为：

$I_{\mathrm{out}}^{+}-I_{\mathrm{out}}^{-}=\frac{(V_{\mathrm{inA}}^{+}-V_{\mathrm{inA}}^{-})}{R_A}-\frac{(V_{\mathrm{inB}}^{+}-V_{\mathrm{inB}}^{-})}{R_B}=g_A(V_{\mathrm{inA}}^{+}-V_{\mathrm{inA}}^{-})-g_B(V_{\mathrm{inB}}^{+}-V_{\mathrm{inB}}^{-})$

其中，为电压电流转换级A的差分输入信号，为电压电流转换 级B的差分输入信号，R_A为电压电流转换级A的无源电阻，R_B为电压电流转换级B的 无源电阻，g_A＝1/R_A，g_B＝1/R_B。

该四输入跨导放大器的功能相当于将两个差分跨导放大器的输出电流相减(若交换 同相和反相端则实现将两个差分跨导放大器的输出电流相加的功能)，这取代了传统 Gm-C滤波器设计中，直接将两个相同的差分跨导放大器输出并联来实现电流相减的功 能。

该四输入跨导放大器的具体电路为：

第一PMOS晶体管PM1的栅极、第二PMOS晶体管PM2的栅极、第三PMOS晶 体管PM3的栅极、第四PMOS晶体管PM4的栅极、第五PMOS晶体管PM5的栅极和 第六PMOS晶体管PM6的栅极相连后并接入偏置电压V_bp，第一PMOS晶体管PM16 的源极、第二PMOS晶体管PM26的源极、第三PMOS晶体管PM36的源极、第四PMOS 晶体管PM46的源极、第五PMOS晶体管PM56的源极和第六PMOS晶体管PM6的源 极相连后并接入电源电压Vdd；

第一PMOS晶体管PM1的漏极、第七PMOS晶体管PM7的源极和第一NMOS晶 体管NM1的漏极相连后并接入无源电阻R_A的一端，第二PMOS晶体管PM2的漏极、 第八PMOS晶体管PM8的源极和第二NMOS晶体管NM2的漏极相连后并接入无源电 阻R_A的另一端；

第三PMOS晶体管PM3的漏极与第三NMOS晶体管NM3的漏极相连，第四PMOS 晶体管PM4的漏极与第四NMOS晶体管NM4的漏极相连；

第五PMOS晶体管PM5的漏极、第九PMOS晶体管PM9的源极和第五NMOS晶 体管NM5的漏极相连后并接入无源电阻R_B的一端，第六PMOS晶体管PM6的漏极、 第十PMOS晶体管PM10的源极和第六NMOS晶体管NM6的漏极相连后并接入无源电 阻R_B的另一端；

第七PMOS晶体管PM7的漏极、第一NMOS晶体管NM1的栅极和第七NMOS晶 体管NM7的漏极相连，第八PMOS晶体管PM8的漏极、第二NMOS晶体管NM2的栅 极和第十NMOS晶体管NM10的漏极相连，第九PMOS晶体管PM9的漏极、第五NMOS 晶体管NM5的栅极和第十三NMOS晶体管NM13的漏极相连，第十PMOS晶体管PM10 的漏极、第六NMOS晶体管NM6的栅极和第十六NMOS晶体管NM16的漏极相连；

第一NMOS晶体管NM1的源极、第八NMOS晶体管NM8的漏极、第四NMOS 晶体管NM4的源极和第十二NMOS晶体管NM12的漏极相连，第二NMOS晶体管NM2 的源极、第九NMOS晶体管NM9的漏极、第三NMOS晶体管NM3的源极和第十一 NMOS晶体管NM11的漏极相连；

第三NMOS晶体管NM3的栅极和第四NMOS晶体管NM4的栅极相连后接入偏置 电压V_cn；

第五NMOS晶体管NM5的源极、第十四NMOS晶体管NM14的漏极、第四NMOS 晶体管NM4的源极和第十二NMOS晶体管NM12的漏极相连，第六NMOS晶体管NM6 的源极、第十五NMOS晶体管NM15的漏极、第三NMOS晶体管NM3的源极和第十 一NMOS晶体管NM11的漏极相连；

第七NMOS晶体管NM7的栅极、第八NMOS晶体管NM8的栅极、第九NMOS 晶体管NM9的栅极、第十NMOS晶体管NM10的栅极、第十一NMOS晶体管NM11 的栅极、第十二NMOS晶体管NM12的栅极、第十三NMOS晶体管NM13的栅极、第 十四NMOS晶体管NM14的栅极、第十五NMOS晶体管NM15的栅极和第十六NMOS 晶体管NM16的栅极相连后接入偏置电压V_bn；

第七NMOS晶体管NM7的源极、第八NMOS晶体管NM8的源极、第九NMOS 晶体管NM9的源极、第十NMOS晶体管NM10的源极、第十一NMOS晶体管NM11 的源极、第十二NMOS晶体管NM12的源极、第十三NMOS晶体管NM13的源极、第 十四NMOS晶体管NM14的源极、第十五NMOS晶体管NM15的源极和第十六NMOS 晶体管NM16的源极相连后接地Gnd；

第七PMOS晶体管PM7的栅极接差分输入信号第八PMOS晶体管PM8的栅 极接差分输入信号第九PMOS晶体管PM9的栅极接差分输入信号第十PMOS 晶体管PM10的栅极接差分输入信号第三PMOS晶体管PM3的漏极输出差分输 出电流第四PMOS晶体管PM4的漏极输出差分输出电流

有益效果：本发明提供的用于全差分Gm-C滤波器的低功耗四输入跨导放大器，跨 导放大器采用基于电流传输器的结构，由电压电流转换级和电流输出级构成，其中电流 输出级占了50％的功耗；本发明通过采用两组电压电流转换级，共享一组电流输出级的 方式，实现了一种四输入跨导放大器，可以有效替代传统的Gm-C滤波器中输出并联的 两输入跨导放大器，用于实现电流相加减的功能，在实现相同的滤波器频率特性的同时， 电路整体可以节省25％的功耗。

附图说明

图1为本发明的结构示意图；

图2为采用传统的两输入跨导放大器实现的二阶低通滤波器电路结构图；

图3为采用本发明的四输入跨导放大器的二阶低通滤波器电路结构图；

图4为图2和图3两种结构的二阶低通滤波器的频率响应曲线。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

如图1所示，为一种用于全差分Gm-C滤波器的四输入跨导放大器，包括两个差分 电压电流转换级和一个共享电流输出级，分别称两个差分电压电流转换级为电压电流转 换级A和电压电流转换级B；差分电压电流转换级由超级源跟随器和无源电阻构成，超 级源跟随器通过反馈精确复制差分输入电压，施加到无源电阻上后转化为差分输出电流； 电压电流转换级A的差分输出电流为电压电流转换级B 的差分输出电流为电压电流转换级A和电压电流转换级B 输出的电流通过直接并联的形式实现电流的加减，然后经过共享电流输出级输出到高阻 抗的输出节点；该四输入跨导放大器的差分输出电流为：

$I_{\mathrm{out}}^{+}-I_{\mathrm{out}}^{-}=\frac{(V_{\mathrm{inA}}^{+}-V_{\mathrm{inA}}^{-})}{R_A}-\frac{(V_{\mathrm{inB}}^{+}-V_{\mathrm{inB}}^{-})}{R_B}=g_A(V_{\mathrm{inA}}^{+}-V_{\mathrm{inA}}^{-})-g_B(V_{\mathrm{inB}}^{+}-V_{\mathrm{inB}}^{-})$

其中，为电压电流转换级A的差分输入信号，为电压电流转换 级B的差分输入信号，R_A为电压电流转换级A的无源电阻，R_B为电压电流转换级B的 无源电阻，g_A＝1/R_A，g_B＝1/R_B。

该四输入跨导放大器的功能相当于将两个差分跨导放大器的输出电流相减(若交换 同相和反相端则实现将两个差分跨导放大器的输出电流相加的功能)，这取代了传统 Gm-C滤波器设计中，直接将两个相同的差分跨导放大器输出并联来实现电流相减的功 能。

下面结合附图进一步阐述本发明的特点和有益效果：

图2所示为采用传统的两输入跨导放大器实现的二阶低通滤波器电路结构图。由于 负反馈的存在，需要采用两个相同的两输入差分跨导放大器，并令其输出端口并联，从 而实现输出电流相减的功能。

图3所示为采用本发明的四输入跨导放大器的二阶低通滤波器电路结构图。采用本 发明的四输入跨导放大器代替传统的两个相同的两输入差分跨导放大器，实现相同的低 通滤波器，由于共享了电流输出级，滤波器电路整体功耗降低了25％。

图4所示为图2和图3两种结构的二阶低通滤波器的频率响应曲线。从该图可以看 出，采用本发明的四输入跨导放大器实现的低通滤波器具有与传统结构的滤波器相同的 频率响应曲线。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员 来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也 应视为本发明的保护范围。