一种含参数摄动有源电力滤波器的滑模变结构控制方法

摘要

本发明公开了一种含参数摄动的有源电力滤波器滑模变结构控制方法，先建立在abc坐标系下的状态空间数学模型，将该状态空间数学模型转换到dq坐标系下，得到以谐波电流的dq分量和直流侧电容电压为状态变量的统一数学模型；再构造滑模面，并将滑模面解耦进行控制，定义控制率，把控制率经过反变换得到等效控制率，构造积分滑模面，重新定义新的控制率，最后得到驱动开关管的PWM信号。本发明采用滑模变结构，将电流跟踪和直流侧电容电压进行统一控制，不仅设计简单、易于实现，而且对于系统内部参数摄动和外部干扰具有很好的鲁棒性，当负载发生突变时能够快速跟踪电流变化，具有良好的动态性能。

说明书

技术领域

本发明涉及有源电力滤波器(APF)的控制方法，具体是采用一种滑模变结构控制方法对有源电力滤波器的电流跟踪和直流侧电容电压进行统一控制。

背景技术

随着电力电子装置的广泛应用，各类非线性负载产生的谐波和无功电流对电网造成了严重影响。有源电力滤波器作为一种抑制谐波的有效措施被广泛研究和应用。并联型有源电力滤波器(APF)的原理是使变流器产生实时跟踪指令电流i_c^*的补偿电流i_c，从而使电网侧电流i_s中不含谐波和无功成分。

常见的电流跟踪的控制方法有滞环控制、三角载波控制等。滞环控制具有灵活、响应快、精度较高等优点，但它对于开关频率的要求较高，而且开关频率不固定。三角载波控制的特点是开关频率固定、电路实现简单，但三角载波应用在指令电流中的高频分量时，控制性能下降。目前，滑模变结构控制以其反应快，稳定性好，对于系统参数摄动和外部干扰具有良好的鲁棒性等优点，已经被应用于电力电子器件中。

滑模变结构控制本质上是一种开关型控制，它要求频繁、快速地切换系统的控制状态，而电力电子器件唯一工作模式便是“开—关”模式，两者内在的联系是利用滑模变结构控制电力电子变换器的基础。所谓的变结构控制是指当系统状态向量运动到某特定点，使得由状态向量决定的切换函数值发生变化时（切换函数的值由正变负或由负变正时），系统的运动方程由一种形式转变为另一种形式（结构发生了变化）。在这种不断的结构变化中，系统状态向量最终运动到平衡点。一般情况下，要求在切换面上存在滑动模态，即所谓的滑模变结构。理想的滑模变结构控制其切换频率是无穷大的，控制量也无限制，所以滑模是光滑的，但实际系统中无法满足上面两点要求，而且还存在时间和空间上的滞后，使得滑模变结构系统产生“抖振”，鲁棒性不强。

另外，对于电压型有源电力滤波器的直流侧电容电压的控制，常常采用PI调节控制，PI调节控制缺点比较明显：易出现超调，参数难以整定，且受精确数学模型影响较大，抗干扰性能较差。目前，对于电压型有源电力滤波器中的电流跟踪控制和直流侧电容电压控制，大多数文献和实际应用中都是将两者分开设计，过程比较繁琐。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术的不足，提出了一种含参数摄动的有源电力滤波器(APF)的滑模变结构控制方法，实现对电流跟踪和直流侧电容电压的统一控制，使补偿电流快速地跟踪指令电流，使电网电流被补偿为稳定平衡的三相正弦电流，且直流测电压也能很快地达到稳定值。

本发明的技术方案是采用如下步骤：

1）建立在abc坐标系下并联有源电力滤波器的状态空间数学模型，将该状态空间数学模型转换到dq坐标系下，得到以谐波电流的dq分量i_d、i_q和直流侧电容电压u_dc为状态变量的统一数学模型；

2）将误差                                                、和作为输入量构造滑模面S，将滑模面S解耦为S_d和S_q：， k₁、k₂和k₃是误差系数，i_d^*和i_q^*是参考电流值，u_dc^*是参考电压值，当S = 0时，跟踪误差等于0，i_d^*，i_q^*，u_dc^*被完全准确跟踪，定义控制率u_d，u_q为： ，k_d0和k_q0为趋近系数，sign(x)为符号函数，且sign(0)=0；

3）将控制率u_d、u_q进行反变换，求出等效控制率u₁^*、u₂^*、u₃^*：，；是电转角，并构造积分滑模面，i=1、2、3；

4）定义新的控制率，k₀为趋近系数；获得功率开关管的开关函数为：

 ，d₁、d₂、d₃、d₄、d₅、d₆分别是功率开关管S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₆的开关函数。

本发明将电流跟踪控制与直流侧电容电压控制相结合，通过构造的滑模控制器产生PWM信号来驱动开关管，从而实现统一控制；当APF系统中存在参数摄动时，由于滑模变结构控制方法对参数摄动和外部干扰不敏感等特点，因而APF系统的补偿性能不会受到影响。其有益效果是：

1、改变了传统有源电力滤波器的控制策略，实现了对电流跟踪和直流侧电容电压的统一控制。

2、与传统的控制方法相比，滑模变结构控制方法设计简单、易于实现。

3、采用差值积分构造滑模面，利用构造积分滑模面的办法有效地消弱了“抖振”现象，与传统改进趋近率的方法相比，该方法简单、运算量小。

4、由于滑模变结构对参数摄动和外部干扰不敏感等特点，当APF系统内部参数发生摄动时，APF的补偿性能不受影响，对于系统内部参数摄动和外部干扰具有很好的鲁棒性；同时，当负载发生突变时，补偿电流能够快速跟踪指令电流变化，具有良好的动态性能。

以下结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。

附图说明

图1 为有源电力滤波器及其控制系统的总体框图；

图2为本发明的软件主程序流程图；

图3为本发明的ADC 中断子程序流程图；

图4为滑模变结构控制器构造框图。

具体实施方式

如图1所示，负载采用全控整流桥，整流器的直流侧为阻感负载，u_sa、u_sb和u_sc分别是三相电源相电压，L_f是连接电抗，C是逆变器直流侧电容，i_fa、i_fb和i_fc为有源电力滤波器（APF）补偿相电流，u_dc为直流侧电容电压，所期望的直流侧电容电压u_dc为800V。V₁、V₂和V₃分别是APF与电网连接点处相电压。在电压型逆变器中，功率开关管S₁和S₄构成桥臂a，S₃和S₆构成桥臂b，S₅和S₂构成桥臂c，驱动信号使3个桥臂的6个功率开关管按一定顺序导通和关断。控制系统包括谐波电流检测电路、滑模变结构控制器和驱动电路，其中，谐波电流检测电路的作用是计算得出补偿电流指令信号；采用滑模变结构控制器来实现电流跟踪和直流侧电压的统一控制，保证补偿电流跟踪其指令信号变化。有源电力滤波器采用全数字化控制方案设计，以TI公司TM320LF2812DSP芯片为核心，辅以相应的外部采样调理电路、三相电压型逆变器及驱动电路等，实现电流信号的采集、调理，谐波和无功电流计算，电流跟踪控制和直流侧电容电压控制等功能。

控制系统先建立在abc坐标系下并联有源电力滤波器的状态空间数学模型，再把该模型转换到dq坐标系下，得到以电流i_d、i_q和直流侧电压u_dc为状态变量的统一数学模型；其次，构造滑模面对电流跟踪和直流侧电容电压进行统一控制，将滑模面解耦为S_d、S_q进行控制，当S = 0时，跟踪误差等于0，i_d^*、i_q^*和u_dc^*被完全准确跟踪，定义控制率u_d、u_q，求出等效控制率u₁^*、u₂^*、u₃^*，构造积分滑模面可以有效地减小系统抖振，定义新的控制率u_i，最后得到驱动开关管的PWM信号，使补偿电流快速地跟踪指令电流，使电网电流被补偿为稳定平衡的三相正弦电流，且直流测电压也能很快地达到稳定值。采用i_p-i_q谐波电流检测方法，利用TM320LF2812软件编程计算出谐波和无功电流指令值，通过数据总线将计算结果送出，并利用D/A转换芯片将基准电流数字信号转变为模拟信号。根据指令电流与实际补偿电流，直流侧期望电压值和实际电压值之差设计滑模变结构控制器，产生基本的PWM信号，并将该PWM信号经过驱动电路产生控制开关通断的控制信号，从而实现对电流跟踪和直流侧电容电压的统一控制。具体过程如下：

假设电力系统三相平衡，则有和，建立在abc坐标系下的并联有源电力滤波器的状态空间模型：

            (1)

式（1）中，L_f为连接电抗，C为逆变器直流侧电容，i_fa、i_fb和i_fc为APF补偿电流，u_dc为直流侧电容电压，V₁、V₂和V₃为APF与电网连接点处相电压；d_k为桥臂k的开关函数，，表示上桥臂导通，表示下桥臂导通，其中，d_a为桥臂a的开关函数，d_b是桥臂b的开关函数，等效开关函数。

为了得到谐波电流和直流侧电压的统一控制数学模型，将式(2)转换到dq坐标系下模型是：

                   (2)

式（2）中，i_d、i_q是谐波电流的dq分量，u_dc为直流侧电容电压，u_d、u_q是开关状态函数的dq分量，V_d和V_q是V₁、V₂和V₃的dq分量，L_f是连接电抗，C是电压型逆变器直流侧电容。假设三相三线系统平衡，不存在零序电流，于是有。

如图2所示，滑模变结构控制器设计中利用d、q轴上的误差分量△i_d，△i_q，△u_dc作为输入量来构造滑模面，将滑模面S解耦为S_d和S_q

                        (3)

式（3）中，k₁、k₂和k₃是误差系数，i_d^*和i_q^*是i_d和i_q的参考电流值，u_dc^*是参考电压值，等于为800V。当S = 0时，跟踪误差等于0，i_d^*、i_q^*、u_dc^*被完全准确跟踪，定义控制率u_d，u_q为：                                   (4)

式（4）中，k_d0和k_q0为趋近系数，sign(x)为符号函数，且sign(0)=0。

将u_d，u_q进行反转换，得到等效控制率u₁^*,u₂^*,u₃^*

                                                      (5)

式中，是电转角。

等效控制率可简写为u_ieq ，  

                                              (6)

i=1、2、3。

为了消弱“抖振”现象，构造积分滑模面：

                              (7)

定义新的控制率u_i：

                                (8)

其中k₀为趋近系数。为了获得驱动功率开关管的PWM信号，构造下面一组开关函数等式

                              (9)

其中d₁、d₂、d₃、d₄、d₅和d₆分别表示功率开关管S₁、S₂、S₃、S₄、S₅和S₆的开关函数。

由于本系统采用全数字化控制方案，负载电流和直流侧电压的采样和控制都需要用软件来实现。硬件系统中的控制板采用合众达的SEED—DEC2812系统，它集成了DSP、SRAM、A/D、PWM、USB等外设，大大方便了硬件系统的设计。

如图3所示，首先主程序开始，关闭所有外部中断，对系统外设及变量进行初始化，并使能外部中断EXINT1，开放全局中断，等待中断，本发明中控制系统软件主要完成系统控制模块、外设模块初始化以及一些全局变量的定义。模块初始化主要包括：

1)   对控制系统需要用到的各个外设时钟进行设置，包括ADC模块、EVA模块；

2)   设置I/O口复用控制寄存器；

3)   看门狗控制器的设计，当系统发生混乱时，产生看门狗复位；

4)   设置中断屏蔽寄存器，使能将要用到的中断级别；

5)  对PLL时钟预定标位设置，决定PLL的倍频系数，本文设计DSP的系统频率为10kHz。

如图4所示，首先进入ADC_ISR入口，读取ADCRESULT值并转换为实际电流值和实际直流侧电压值，TM320LF2812的模数转换模块带有一个内置采样和保持的12位转换器，并具有16个模拟转换通道，系统信号经过信号预处理装置后接入ADC的模拟量输入通道，在完成模数转换之后，访问ADC存储寄存器。然后依次调用谐波电流检测子程序和滑模变结构控制子程序，从而得到PWM信号。