永磁同步电机驱动系统的容错控制方法

摘要

本发明公开了一种永磁同步电机驱动系统的容错控制方法，相电流传感器正常工作条件下，系统采用正常的电流滞环控制方式，当检测到相电流传感器发生故障时，系统进入容错控制模式，对正常电流滞环控制方法得到的原始开关信号进行不同相检查，如果原始开关信号与上一次的实际开关信号满足不同相原则，则直接将原始开关信号作为实际开关信号输出，否则按照最小电流偏差绝对值法对原始开关信号进行修改得到实际开关信号并输出。本发明涉及的方法具有不改变现有驱动系统硬件结构、可靠性高、简单易行等优点。

说明书

技术领域

本发明属于电机驱动与控制技术领域，涉及一种永磁同步电机驱动系的容 错控制的技术。

背景技术

为了实现永磁同步电机（Permanent magnet synchronous machine，PMSM） 的高精度、高动态性能运行，各种控制方法层出不穷，其中，以直接转矩控制 和矢量控制两类方法最为典型。基于电流滞环的id=0控制方法（以下简称电 流滞环控制）在本质上属于矢量控制的范畴。由于电流滞环控制方法不依赖于 任何电机参数，且结构简单，是目前应用最为广泛的PMSM控制方法之一。 如同绝大多数PMSM的控制方法一样，电流滞环控制方法需要电流传感器来 采集三相电流。但是，一旦电流传感器发生故障，PMSM驱动系统将无法正 常工作。为了提高PMSM驱动系统的可靠性，有必要对电流传感器进行容错 控制，这就要求必须能够依靠残存的传感器来重构三相电流。目前，电流重构 的方法主要有两类：调制法和模型法。众所周知，当变频器施加非零电压矢量 时，直流母线电流将会反映某一相电流信息。由于空间矢量调制方法 （SVPWM）是将相邻两个非零电压矢量在一个控制周期内进行合成来得到目 标电压矢量，这就意味着直流母线电流传感器可以在一个开关周期内采集到两 相电流信息。调制法主要就是利用上述这一特征来实现三相电流的重构。但是， 由于电流传感器的采样需要一定的时间，调制法会存在一定的测量盲区。因此， 如何消除测量盲区，同时尽可能的保持SVPWM的原状，是调制法的研究难 点。现有技术采用了不同的方法来克服盲区。但是，电流滞环控制方法采用的 是一种针对电流的“bang-bang”控制，并没有采用SVPWM方式。因此，调 制法不能用于电流滞环型PMSM驱动系统电流传感器的容错控制。而模型法 是基于精确的电机数学模型，依靠其他物理量（如电压量）来计算得到三相电 流。模型法的缺点是依赖较多的电机参数，控制系统的鲁棒性下降。

发明内容

技术问题：本发明提供了一种可增强现有电流滞环型永磁同步电机驱动系 统可靠性的永磁同步电机驱动系统的容错控制方法。

技术方案：本发明的永磁同步电机驱动系统的容错控制方法，在根据控制 系统特性确定的控制周期里进行控制流程，每个所述控制周期的控制流程包括 如下步骤：

1）速度计算器接收位置传感器传来的转子位置信号θ_mea，并按照下式得 到实际速度ω_mea：

${\omega }_{\mathrm{mea}}=\frac{d{\theta }_{\mathrm{mea}}}{\mathrm{dt}};$

2）速度控制器根据速度计算器发送来的实际速度ω_mea和设定的速度参考 值ω_ref通过比例-积分调节得到交轴电流参考值i_{q_ref}；

3）相电流计算器根据转子位置信号θ_mea、交轴电流参考值i_{q_ref}和根据控 制系统特性设定的直轴电流参考值i_{d_ref}，由下式得到三相电流参考值i_{abc_ref}， 所述三相电流参考值i_{abc_ref}是由A相电流参考值i_{a_ref}、B相电流参考值i_{b_ref}和C相电流参考值i_{c_ref}组成的三维向量：

4）电流滞环控制器根据所述步骤3）中得到的三相电流参考值i_{abc_ref}和上 一控制周期中存储的相电流反馈信号i′_{abc_back}，按照下列三式得到原始三相开 关信号s_{abc_init}，所述上一控制周期中存储的相电流反馈信号i′_{abc_back}是由上一 控制周期中存储的A相电流反馈信号i′_{a_back}、B相电流反馈信号i′_{b_back}和C相 电流反馈信号i′_{c_back}组成的三维向量，对于初始控制周期，i′_{abc_back}的取值为0， 所述s_{abc_init}是由A相原始开关信号s_{a_init}、B相原始开关信号s_{b_init}和C相原始 开关信号s_{c_init}组成的三维向量：

$s_{a\_\mathrm{init}}=\left(\begin{array}{c}1,i_{a\_\mathrm{ref}}-{i^{\prime }}_{a\_\mathrm{back}}>H\\ 0,i_{a\_\mathrm{ref}}-{i^{\prime }}_{a\_\mathrm{back}}<-H\end{array}\right)$

$s_{b\_\mathrm{init}}=\left(\begin{array}{c}1,i_{b\_\mathrm{ref}}-{i^{\prime }}_{b\_\mathrm{back}}>H\\ 0,i_{b\_\mathrm{ref}}-{i^{\prime }}_{b\_\mathrm{back}}<-H\end{array}\right)$

$s_{c\_\mathrm{init}}=\left(\begin{array}{c}1,i_{c\_\mathrm{ref}}-{i^{\prime }}_{c\_\mathrm{back}}>H\\ 0,i_{c\_\mathrm{ref}}-{i^{\prime }}_{c\_\mathrm{back}}<-H\end{array}\right)$

其中，H是电流滞环控制器的环宽；

5）容错控制器接收电流传感器发送来的直流母线电流采样值i_{dc_mea}、A 相电流采样值i_{a_mea}和B相电流采样值i_{b_mea}，同时接收所述步骤4）中得到的 原始三相开关信号s_{abc_init}；

6）容错控制器根据故障判据判断系统是否发生相电流传感器故障，如果 发生故障，则弃用A相电流采样值i_{a_mea}和B相电流采样值i_{b_mea}，在重构得 到相电流反馈信号i_{abc_back}并将其存储后进入步骤7），否则采信A相电流采样 值i_{a_mea}和B相电流采样值i_{b_mea}并将三相电流采样值i_{abc_mea}直接作为相电流 反馈信号i_{abc_back}存储后进入步骤8），

其中，i_{abc_mea}是由A相电流采样值i_{a_mea}，B相电流采样值i_{b_mea}和C相电 流采样值i_{c_mea}组成的三维向量，i_{a_mea}和i_{b_mea}由相应的相电流传感器直接测 量得到，i_{c_mea}=-i_{a_mea}-i_{b_mea}；

7）容错控制器检查原始三相开关信号s_{abc_init}和上一控制周期的实际三相 开关信号s′_{abc_actual}是否符合不同相原则，如符合，则将原始三相开关信号s_{abc_init}直接作为实际三相开关信号s_{abc_actual}输出后进入步骤9），如不符合，则按照最 小电流偏差绝对值法对原始三相开关信号s_{abc_init}进行修改得到实际三相开关 信号s_{abc_actual}并输出后进入步骤9），

其中，上一控制周期的实际三相开关信号s′_{abc_actual}是由上一控制周期的A 相实际开关信号s′_{a_actual}、B相实际开关信号s′_{b_actual}和C相实际开关信号s′_{c_actual}组成的三维向量，对于初始控制周期，s′_{abc_actual}的取值为0，实际三相开关信 号s_{abc_actual}是由A相实际开关信号s_{a_actual}、B相实际开关信号s_{b_actual}和C相 实际开关信号s_{c_actual}组成的三维向量，所述的按照最小电流偏差绝对值法对 原始三相开关信号s_{abc_init}进行修改的具体步骤为：

71）根据下式计算得到三相电流偏差绝对值|Δi_a|、|Δi_b|和|Δi_c|： |Δi_a|=|i_{a_ref}-i'_{a_back}|，|Δi_b|=|i_{b_ref}-i'_{b_back}|，|Δi_c|=|i_{c_ref}-i'_{c_back}|；

72）比较所述步骤71）中得到的三相电流偏差绝对值的大小，对相电流 偏差绝对值最小的那一相的原始开关信号进行修改；

73）如果所述步骤72）中修改得到的新的三相开关信号与上一控制周期 的实际三相开关信号满足不同相原则，则将修改得到的新的三相开关信号作为 实际三相开关信号s_{abc_actual}，否则对步骤4）中得到的原始三相开关信号s_{abc_init}中相电流偏差绝对值第二小的那一相的原始开关信号进行修改，并将修改得到 的新的三相开关信号作为实际三相开关信号s_{abc_actual}；

8）将原始三相开关信号s_{abc_init}直接作为实际三相开关信号s_{abc_actual}输出 后进入步骤9）；

9）结束本次控制周期的控制流程，等待下一控制周期。

本发明中，步骤7）中的不同相原则是指：如果进行对比的两个三相开关 信号分别对应不同的相值N，则满足不同相原则，否则为不满足不同相原则， 其中，三相开关信号s_abc和相值N的对应关系如下：

其中，相值N可能的取值1、2、3分别表示A相、B相、C相，三相开关信 号s_abc是由A相开关信号s_a、B相开关信号s_b和C相开关信号s_c组成的三维 向量。

优选的，步骤6）的重构得到相电流反馈信号i_{abc_back}的方法如下：

61）由直流母线电流采样值i_{dc_mea}和上一控制周期的实际三相开关信号 s′_{abc_actual}通过下式得到其中一相的相电流反馈信号，

62）将上一控制周期的步骤61）中得到的相电流反馈信号作为本控制周 期的第二相的相电流反馈信号；

63）根据所述步骤61）和62）得到的两相相电流反馈信号计算得到第三 相的相电流反馈信号，从而得到相电流反馈信号i_{abc_back}。

有益效果：本发明和现有技术相比，具有如下优点：

1.跟正常的电流滞环控制方法相比，本方法不增加任何硬件成本，仅仅 通过修改控制软件就能显著增强现有驱动系统的可靠性，使得驱动系统在发生 任意类型相电流传感器故障后都能维持较高性能运行。如附图3、4和5所示， 在t=3.90s时刻发生相电流传感器故障后，驱动系统及时进入容错控制方式， 如附图4所示的交轴电流和如附图5所示的相电流只是有少量增加，且如附图 3所示的转速基本不受影响。另外，附图5中所示的重构得到的相电流和实测 的相电流重合度非常高，这也说明本方法在相电流传感器故障条件下能够提供 较为精确的相电流信号。

2.与现有的基于模型法的容错控制方法相比，本方法没有根据高精度的 永磁电机模型来重构得到三相电流反馈信号，而仅仅是根据最小电流偏差绝对 值法对正常的电流滞环控制方法生成的三相开关信号做少量修改，由此得到符 合不同相原则的新的三相开关信号，并和电流传感器测得的直流母线电流信号 一起重构得到高精度的三相电流反馈信号。由于本方法没有采用高精度的永磁 电机模型，也就避免了引入任何的永磁电机参数，从而使得驱动系统在容错控 制方式下的鲁棒性大大提升。

附图说明

图1是本发明方法实施例的系统框图；

图2是本发明方法的流程框图；

图3是容错过程转速实验波形；

图4是容错过程交轴电流实验波形；

图5是容错过程A相电流实验波形。

具体实施方式

下面将参照附图对本发明进行说明。

本发明的实施例的系统框图如图1所示，包括：整流电路、滤波电路、控 制系统、永磁同步电机、位置传感器。其中，永磁同步电机的参数为：额定相 电压U_N=220V，极对数p_n=2，定子电阻R_s=0.665Ω，直轴电感L_d=7.623mH， 交轴电感L_q=7.623mH，永磁磁链ψ_f＝0.783Wb，额定转速n_N=1500r/min；根据 控制系统特性确定控制流程中用到的控制参数，本实施例中，取控制周期 T_s=50μs，比例系数K_p=0.1，积分系数K_i=1，直轴电流参考值i_{d_ref}＝0，速度参 考值ω_ref＝1000r/min，电流控制器环宽H＝0。其中，直轴电流参考值i_{d_ref}＝0只 是本发明实施例中永磁同步电机的一种较佳的控制方式，本发明同样适用于直 轴电流参考值i_{d_ref}≠0的永磁同步电机驱动系统；电流控制器环宽H＝0只是本 发明实施例中电流滞环控制中环宽的一种较佳的设定方式，本发明同样适用于 环宽H≠0的永磁同步电机驱动系统。

本发明的永磁同步电机驱动系统的容错控制方法，相电流传感器正常工作 条件下，系统采用正常的电流滞环控制方式；当检测到相电流传感器发生故障 时，系统进入容错控制方式，并对正常的电流滞环控制方法得到的原始三相开 关信号s_{abc_init}进行监测；如果原始三相开关信号s_{abc_init}与上一控制周期的实际 三相开关信号s′_{abc_actual}满足不同相原则，则直接将原始三相开关信号s_{abc_init}作为实际三相开关信号s_{abc_actual}输出，否则按照最小电流偏差绝对值法对原始 三相开关信号s_{abc_init}进行修改并把修改后的三相开关信号作为实际三相开关 信号s_{abc_actual}输出。本发明的逻辑流程框图见图2，具体来讲，该方法在根据 控制系统特性确定的控制周期里进行控制流程，当一个控制周期结束时，进入 下一控制周期继续进行下一控制流程，每个所述控制周期的控制流程包括如下 具体步骤：

1）速度计算器接收位置传感器传来的转子位置信号θ_mea，并按照下式得 到实际速度ω_mea：

${\omega }_{\mathrm{mea}}=\frac{d{\theta }_{\mathrm{mea}}}{\mathrm{dt}};$

上式是得到实际速度ω_mea的理论公式，无法在实际数字控制系统中严格 实现，因此，实际应用中一般通过对上式做近似变换来得到近似的实际速度 ω_mea，本实施例采用如下一种方法近似得到实际速度ω_mea，但是本发明不仅限 于这种方法：

${\omega }_{\mathrm{mea}}\left(k\right)=\frac{{\theta }_{\mathrm{mea}}\left(k\right)-{{\theta }^{\prime }}_{\mathrm{mea}}}{20T_s};$

其中，θ′_mea为向前推算第20个控制周期的位置传感器传来的转子位置信号， 对于初始控制周期，θ′_mea取值为0，下标mea表示直接或间接测量得到的含义；

2）速度控制器根据速度计算器发送来的实际速度ω_mea和设定的速度参考 值ω_ref通过比例-积分调节得到交轴电流参考值i_{q_ref}，下标ref表示参考值的含 义，比例-积分调节过程如下：

21)根据下式得到积分项Sum

Sum＝K_i[ω_ref-ω_mea]+Sum'

其中，K_i为积分系数，Sum'为上一控制周期得到的积分项，Sum′初始值为0；

22)根据下式得到交轴电流参考值i_{a_ref}

i_{q_ref}=K_p[ω_ref-ω_mea]+Sum

其中，K_p为比例系数；

3）相电流计算器根据转子位置信号θ_mea、交轴电流参考值i_{q_ref}和根据控 制系统特性设定的直轴电流参考值i_{d_ref}，由下式得到三相电流参考值i_{abc_ref}， 所述三相电流参考值i_{abc_ref}是由A相电流参考值i_{a_ref}、B相电流参考值i_{b_ref}和C相电流参考值i_{c_ref}组成的三维向量：

4）电流滞环控制器根据所述步骤3）中得到的三相电流参考值i_{abc_ref}和上 一控制周期中存储的相电流反馈信号i′_{abc_back}，下标back表示反馈的含义，按 照下列三式得到原始三相开关信号s_{abc_init}，下标init表示原始的含义，所述上 一控制周期中存储的相电流反馈信号i'_{abc_back}是由上一控制周期中存储的A相 电流反馈信号i′_{a_back}、B相电流反馈信号i′_{b_back}和C相电流反馈信号i′_{c_back}组 成的三维向量，对于初始控制周期，i'_{abc_back}的取值为0，所述s_{abc_init}是由A 相原始开关信号s_{a_init}、B相原始开关信号s_{b_init}和C相原始开关信号s_{c_init}组成 的三维向量：

$s_{a\_\mathrm{init}}=\left(\begin{array}{c}1,i_{a\_\mathrm{ref}}-{i^{\prime }}_{a\_\mathrm{back}}>H\\ 0,i_{a\_\mathrm{ref}}-{i^{\prime }}_{a\_\mathrm{back}}<-H\end{array}\right)$

$s_{b\_\mathrm{init}}=\left(\begin{array}{c}1,i_{b\_\mathrm{ref}}-{i^{\prime }}_{b\_\mathrm{back}}>H\\ 0,i_{b\_\mathrm{ref}}-{i^{\prime }}_{b\_\mathrm{back}}<-H\end{array}\right)$

$s_{c\_\mathrm{init}}=\left(\begin{array}{c}1,i_{c\_\mathrm{ref}}-{i^{\prime }}_{c\_\mathrm{back}}>H\\ 0,i_{c\_\mathrm{ref}}-{i^{\prime }}_{c\_\mathrm{back}}<-H\end{array}\right)$

其中，H是根据控制系统特性设定的电流滞环控制器的环宽；

5）容错控制器接收电流传感器发送来的直流母线电流采样值i_{dc_mea}、A 相电流采样值i_{a_mea}和B相电流采样值i_{b_mea}，同时接收所述步骤4）中得到的 原始三相开关信号s_{abc_init}；

6）容错控制器根据故障判据判断系统是否发生相电流传感器故障，即当 系统满足下列条件中的任何一项时，认为发生相电流传感器故障，但是如下的 故障判据只是本实施例的一种较佳的实现方式，本发明不限于该故障判据：

条件1：A相电流采样值i_{a_mea}或者B相电流采样值i_{b_mea}与上一控制周期 各自的采样值相差超过2A；

条件2：当原始三相开关信号s_{abc_init}为100或者011时，直流母线电流采 样值i_{dc_mea}的绝对值和A相电流采样值i_{a_mea}的绝对值相差超过2A；

条件3：当原始三相开关信号s_{abc_init}为101或者010时，直流母线电流采 样值i_{dc_mea}的绝对值和B相电流采样值i_{b_mea}的绝对值相差超过2A；

如果发生相电流传感器故障，则弃用A相电流采样值i_{a_mea}和B相电流采 样值i_{b_mea}，在重构得到相电流反馈信号i_{abc_back}并将其存储后进入步骤7），否 则采信A相电流采样值i_{a_mea}和B相电流采样值i_{b_mea}并将三相电流采样值 i_{abc_mea}直接作为相电流反馈信号i_{abc_back}存储后进入步骤8），重构得到相电流 反馈信号i_{abc_back}的方法如下：

61）由直流母线电流采样值i_{dc_mea}和上一控制周期的实际三相开关信号 s′_{abc_actual}通过下式得到其中一相的相电流反馈信号，

62）将上一控制周期的步骤61）中得到的相电流反馈信号作为本控制周 期的第二相的相电流反馈信号；

63）根据所述步骤61）和62）得到的两相相电流反馈信号计算得到第三 相的相电流反馈信号，从而得到相电流反馈信号i_{abc_back}；

其中，i_{abc_mea}是由A相电流采样值i_{a_mea}，B相电流采样值i_{b_mea}和C相电 流采样值i_{c_mea}组成的三维向量，i_{a_mea}和i_{b_mea}由相应的相电流传感器直接测 量得到，i_{c_mea}=-i_{a_mea}-i_{b_mea}；

7）容错控制器检查原始三相开关信号s_{abc_init}和上一控制周期的实际三相 开关信号s′_{abc_actual}是否符合不同相原则，不同相原则是指：如果进行对比的两 个三相开关信号分别对应不同的相值N，则满足不同相原则，否则为不满足不 同相原则，其中，三相开关信号s_abc和相值N的对应关系如下：

其中，相值N可能的取值1、2、3分别表示A相、B相、C相，三相开关信 号s_abc是由A相开关信号s_a、B相开关信号s_b和C相开关信号s_c组成的三维 向量；

如原始三相开关信号s_{abc_init}和上一控制周期的实际三相开关信号s′_{abc_actual}符合不同相原则，则将原始三相开关信号s_{abc_init}直接作为实际三相开关信号 s_{abc_actual}输出后进入步骤9），如不符合，则按照最小电流偏差绝对值法对原始 三相开关信号s_{abc_init}进行修改得到实际三相开关信号s_{abc_actual}并输出后进入步 骤9），

其中，上一控制周期的实际三相开关信号s′_{abc_actual}是由上一控制周期的A 相实际开关信号s′_{a_actual}、B相实际开关信号s′_{b_actual}和C相实际开关信号s′_{c_actual}组成的三维向量，对于初始控制周期，s′_{abc_actual}的取值为0，实际三相开关信 号s_{abc_actual}是由A相实际开关信号s_{a_actual}、B相实际开关信号s_{b_actual}和C相 实际开关信号s_{c_actual}组成的三维向量，其中，按照最小电流偏差绝对值法对 原始三相开关信号s_{abc_init}进行修改的具体步骤为：

71）根据下式计算得到三相电流偏差绝对值|Δi_a|、|Δi_b|和|Δi_c|： |Δi_a|=|i_{a_ref}-i'_{a_back}|，|Δi_b|=|i_{b_ref}-i'_{b_back}|，|Δi_c|=|i_{c_ref}-i'_{c_back}|；

72）比较所述步骤71）中得到的三相电流偏差绝对值的大小，对相电流 偏差绝对值最小的那一相的原始开关信号进行修改；

73）如果所述步骤72）中修改得到的新的三相开关信号与上一控制周期 的实际三相开关信号满足不同相原则，则将修改得到的新的三相开关信号作为 实际三相开关信号s_{abc_actual}，否则对步骤4）中得到的原始三相开关信号s_{abc_init}中相电流偏差绝对值第二小的那一相的原始开关信号进行修改，并将修改得到 的新的三相开关信号作为实际三相开关信号s_{abc_actual}；

8）将原始三相开关信号s_{abc_init}直接作为实际三相开关信号s_{abc_actual}输出 后进入步骤9）；

9）结束本次控制周期的控制流程，等待下一控制周期。

以上所述仅为本发明的较佳实施方式，本发明的保护范围并不以上述实施 方式为限，但凡本领域普通技术人员根据本发明所揭示内容所作的等效修饰或 变化，皆应纳入权利要求书中记载的保护范围内。