双向中继系统中中继端鲁棒性信号处理方法

摘要

本发明提供一种多用户双向中继系统中的中继端鲁棒性信号处理方法，包括：源端向中继发射训练序列，中继进行信道估计处理，得到源端与中继间的估计信道；中继向源端发射训练序列，源端进行信道估计处理，得到中继与用户间的估计信道；源端首先将估计出的中继到用户的信道进行量化，再将量化后的信道反馈给中继，中继根据用户到中继的信道信息和中继到用户的量化信道信息进行中继鲁棒性预编码设计；源端对发射信号进行预处理后发射给中继；中继对接收到的信号进行预处理后广播给源端；源端对接收到的信号进行检测处理，得到相互之间需要传输的信息。本发明能较大地提高信道容量，有效地改善了系统的比特误码率性能。

说明书

技术领域

本发明涉及的是一种无线通信领域的方法，具体是一种多用户双向中继系统中的中继端鲁棒性信号处理方法。

背景技术

移动通信系统中的中继技术，能够有效地扩大网络的覆盖范围、提高系统容量，已被3GPP（3rd Generation Partnership Project,第三代移动通信合作伙伴项目）LTE—A（Long Term Evolation-Advanced,长期演进—高级）标准所采纳。目前中继方式主要有DF（Decode-and-Forward,解码转发）、AF（Amplify-and-Forward,放大转发）等。其中AF方式由于实现简单、低复杂度而得到了广泛的应用。传统的中继系统要实现两用户之间的信息互传，需要4个时隙。而双向中继系统实现两用户之间信息互传只需要2个时隙，因此，采用双向中继系统可以提高一倍的系统容量。但是传统的信号处理方法都假设中继能够获得完美的前向信道和后向信道信息，这在实际系统中是不现实的。实际系统中，中继能得到完美的后向信道信息，而前向信道信息则需要通过用户反馈得到，且用户用于反馈信道信息的比特数是有限的，因此，量化误差不可避免。在此情况下，研究如何设计鲁棒性信号处理方法显得十分必要。

经对现有文献检索发现,Ronghong Mo Yong Huat Chew,“MMSE-Based JointSource and Relay Precoding Design for Amplify-and-Forward MIMO RelayNetworks,”(“AF MIMO中继系统中基于MMSE准则的联合源端和中继编码设计”)IEEE Trans.Wireless Commun.,vol.8,no.9,pp.4668–4676,2009，该文章假设基站和中继都能获得完美的前向信道和后向信道信息，并进行了相关的信号处理方法的设计，但这在实际中很难实现。

又经检索发现，Bin Zhang,Zhiqiang He,Kai Niu,Li Zhang,“RobustLinear Beamforming for MIMO Relay Broadcast Channel With LimitedFeedback,”(“多输入多输出中继广播信道下有限反馈鲁棒性波束成型设计”)IEEE Signal Processing Letters,vol.17,no.2,2010，该文章中假设基站和中继能够获得完美的后向信道信息，而前向信道信息需要通过用户反馈得到。用户用于反馈信道信息的比特数是有限的，因此，基站和中继只能获得带有量化误差的信道信息。在此假设下，该文章实现了中继端的线性信号处理方法设计。

经检索还发现，Jun Zou,Ming Ding,“Robust Joint Linear Precoding forAF MIMO Relay Broadcast Systems With Limited Feedback,”(“放大转发多输入多输出中继广播信道下有限反馈鲁棒性预编码联合设计”)IEICE Trans.Commun.,vol.E94-B,no.3,2011，该文章中假设基站和中继能够获得完美的后向信道信息和经过量化的前向信道信息。并在此假设下，该文章实现了基站端和中继端的鲁棒性联合信号处理方法设计。但是以次模型实现两用户之间交互信息需要4个时隙，而如果采用双向中继系统，则只需要2个时隙，因而可以提高一倍的吞吐量。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种多用户双向中继系统中的中继端鲁棒性信号处理方法。本发明根据MMSE（Minimum Mean Squared Error,最小均方误差）准则，在考虑信道量化误差的前提下，设计中继端信号处理方法。该方法充分考虑了信道量化误差对系统性能的影响，并设计出了能减小信道量化误差对系统性能影响的信号处理方法，能有效改善系统的比特误码率性能。

本发明所述的通信系统结构包括2K个单天线收发机（既是发射机也是接收机）和1个多天线双向中继，每个收发机都主要由一个调制器、一个解调器和一个存储器组成，每个双向中继主要由一个调制器、一个解调器和一个预编码线性处理器组成，工作方式为半双工放大转发中继。其中每两个收发机配对通过中继节点交换信息，记k和为一对想要相互通信的收发机对，共有K对收发机对。

本发明描述了一种多对用户双向中继无线通信方法，一个完整的通信过程在两个时隙内完成，在第一个时隙，所有收发机同时向中继发送信号；在第二个时隙，中继将处理后的信号广播至多个收发机。

根据本发明的一个方面，提供一种多用户双向中继系统中的中继端鲁棒性信号处理方法，所述多用户双向中继系统中包含2K个源端收发机以及1个中继节点，所述方法包括以下步骤：

第一步，所有源端收发机向中继节点分别发射训练序列，中继节点根据收到的信号进行信道估计，得到源端收发机到中继节点的信道；

第二步，中继同时向所有源端收发机发射训练序列，源端收发机根据接收到的信号进行信道估计，得到中继和源端收发机间的信道；

第三步，所有源端收发机将估计得到的信道信息进行量化，并将量化后的信道信息反馈给中继；

第四步，中继根据所有源端收发机到中继的信道信息和中继到所有源端收发机的量化信道信息设计中继端预编码矩阵；

第五步，所有源端收发机对预发射信号进行预处理，得到发射信号并将该信号发射给中继节点；

第六步，中继节点对接收到的信号进行线性处理，得到中继的发射信号，并将其广播给所有源端收发机；

第七步，所有源端收发机对接收到的信号进行检测处理，得到估计的发射信号。

优选地，所述第一步中的信道估计处理方法为：所有2K个源端收发机向中继节点发射训练序列，其中源端收发机k发送的发射训练序列为S_k，中继节点接收到的从源端收发机k发射的训练序列序号为X_k，源端收发机k到中继节点的信道h_k由下式得到

$>h_k=\sqrt{\frac{1}{{\rho }_{\mathrm{\tau k}}}}{X}_k{S}_k^H{(\frac{1}{{\rho }_{\mathrm{\tau k}}}+S_k{S}_k^H)}^{-1}$>

其中，ρ_τk是训练序列S_k的信噪比，T_τk是源端收发机k发射的训练序列的长度，是中继节点接收到的发送自源端收发机k的训练序列信号，N_r是中继节点的天线数，上标(·)^H表示矩阵的共轭转置。

优选地，所述第二步中的信道估计处理方法为：中继节点向所有2K个源端收发机发射训练序列源端收发机k接收到的从中继节点发射的训练序列序号为中继节点到源端收发机k间的信道g_k由下式得到

$>g_k=\sqrt{\frac{N_r}{{\bar{\rho }}_{\tau }}}{(\frac{N_r}{{\bar{\rho }}_{\tau }}{I}_{N_r}+\bar{S}{\bar{S}}^H)}^{-1}\bar{S}{\bar{X}}_k^H$>

其中：是训练序列的信噪比，是中继节点发射的训练序列的长度，为大小为N_r×N_r的单位矩阵，N_r是中继节点的天线数，上标(·)^H表示矩阵的共轭转置。

优选地，所述第三步中的信道量化方法为：源端收发机k首先将估计出的中继节点到源端收发机的信道信息g_k归一化，得到归一化后的信道信息然后根据最小距离准则得到量化后的信道信息；其中□_k为包含2^B个N_r维单位向量的随机码本，B为信道量化比特数，N_r是中继节点的天线数，上标(·)^H表示矩阵的共轭转置，c为码本□_k中的某一向量。

优选地，所述第四步中的中继端预编码矩阵为：

$>F_r=\mathrm{mat}\left\{{[{\Sigma }_{k=1}^{2K}(R_{\mathrm{xk}}^T\otimes R_{\mathrm{rk}})+\frac{2K{\sigma }_n^2}{P_r}{R}_x^T\otimes I_{N_r}]}^{-1}\mathrm{vec}\right\{\sqrt{\frac{2K{\sigma }_n^2}{P_r\lambda }}·R_r\left\}\right\}$>

其中$>R_{\mathrm{xk}}={\sigma }_x^2\mathrm{HP}{\bar{\Omega }}_k{\bar{\Omega }}_k{P}^H{H}^H+{\sigma }_r^2{I}_{N_r},$>$>R_{\mathrm{rk}}=N_r(1-\delta ){{\hat{g}}_k}^H{\hat{g}}_k+N_r\delta I_{N_r},$>$>R_x={\sigma }_x^2\mathrm{HP}{P}^H+{\sigma }_r^2{I}_{N_r},$>$>R_r={\Sigma }_{k=1}^{2K}{\sigma }_x^2\omega {{\hat{g}}_k}^H{Q}_{\bar{k}}{\bar{\Omega }}_k{P}^H{H}^H,$>$>\delta =2^{-B/(N_r-1)}$>ω=E[cosθ_k]E[||g_k||]，为第k个对角线元素为0，其他对角线元素为1的2K×2K维对角矩阵，P为第k个对角线元素为的2K×2K维对角矩阵，为第个元素为1，其他元素为0的2K维行向量，θ_k为与之间的夹角，P_k为源端收发机k的发射功率，P_r为中继的发射功率，为发射信号能量，为中继端噪声功率，为源端收发机噪声功率，为Kronecker运算，vec(·)为矩阵化向量运算，mat(·)为vec(·)的逆运算，(·)^T为转置运算，B为信道量化比特数，为大小为N_r×N_r的单位矩阵，N_r是中继节点的天线数，上标(·)^H表示矩阵的共轭转置，g_k为中继节点到源端收发机k的信道信息，H为所有源端收发机到中继节点的信道信息，E[·]表示求期望运算，λ为拉格朗日乘子，可通过二分法求得，且其收敛条件为使F_r满足Tr(F_rR_xF_r)=P_r，其中Tr(·)为取迹运算。

优选地，所述第五步中的源端发射机k的预处理方法是：

s_k＝p_kx_k

其中x_k是源端收发机k需要发送的经过调制后的信号，s_k是经过预编码处理后的信号，P_k为源端收发机k的发射功率，为发射信号能量。

优选地，所述第六步中中继端的线性处理方法是：

y_r=F_rx_r

其中x_r为中继节点接收到的信号向量，y_r为中继节点发送出去的信号向量，F_r为中继端预编码矩阵。

优选地，所述第七步中源端接收机k的检测处理方法是：

$>{\tilde{x}}_k=r_k-g_k{F}_r{h}_k{p}_k{x}_k$>

其中r_k为源端接收机k接收到的信号向量，为源端接收机k估计的调制信号，g_k为中继节点到源端收发机的信道信息，F_r为中继端预编码矩阵，h_k为源端收发机k到中继节点的信道，x_k是源端收发机k需要发送的经过调制后的信号，P_k为源端收发机k的发射功率，为发射信号能量。

与现有技术相比，本发明的有益效果是采用了双向中继的信息传输模式，能较大地提高信道容量，并且在设计中继端预编码矩阵的时候考虑了信道量化误差带来的影响，有效地改善了系统的比特误码率性能。

附图说明

图1是本发明实施例误码率性能比较示意图一。

图2是本发明实施例误码率性能比较示意图二。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的方法进一步描述：本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方案和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

在本实施例中，无线通信系统包括4个单天线源端收发机以及一个4天线中继，即K=2，N_r=4。在本实施例中，第1源端收发机和第2源端收发机组成一个源端收发机对，第3源端收发机和第4源端收发机组成一个源端收发机对。待互相传输的符号为随机生成的BPSK调制符号，其功率为所有信道均为瑞丽（Rayleigh）平坦衰落，中继和所有接收端的接收噪声均为零均值单位方差的复高斯白噪声，所有源端收发机的发射功率相同，即P₁=P₂=P₃=P₄=P_S，中继端发射功率为P_r。定义第一个时隙的信噪比为$>{\mathrm{SNR}}_1=P_s/{\sigma }_r^2,$>第二个时隙的信噪比为$>{\mathrm{SNR}}_2=P_r/N_r{\sigma }_n^2.$>

本实施例包括以下步骤：

第一步，第1源端收发机向中继节点发射训练序列S₁，中继节点根据接收到的信号X₁进行信道估计，得到第1源端收发机和中继间的信道h₁。同时第2源端收发机向中继节点发射训练序列S₂，中继节点根据接收到的信号X₂进行信道估计，得到第2源端收发机和中继间的信道h₂。第3源端收发机向中继节点发射训练序列S₃，中继节点根据接收到的信号X₃进行信道估计，得到第3源端收发机和中继节点间的信道h₃。同时第4源端收发机向中继节点发射训练序列S₂，中继节点根据接收到的信号X₄进行信道估计，得到第4源端收发机和中继节点间的信道h₄。

所述的信道估计处理，是：

$>h_1=\sqrt{\frac{1}{{\rho }_{\tau 1}}}{X}_1{S}_1^H{(\frac{1}{{\rho }_{\tau 1}}+S_1{S}_1^H)}^{-1},$>$>h_2=\sqrt{\frac{1}{{\rho }_{\tau 2}}}{X}_2{S}_2^H{(\frac{1}{{\rho }_{\tau 2}}+S_2{S}_2^H)}^{-1}$>

$>h_3=\sqrt{\frac{1}{{\rho }_{\tau 3}}}{X}_3{S}_3^H{(\frac{1}{{\rho }_{\tau 3}}+S_3{S}_3^H)}^{-1},$>$>h_4=\sqrt{\frac{1}{{\rho }_{\tau 4}}}{X}_4{S}_4^H{(\frac{1}{{\rho }_{\tau 4}}+S_4{S}_4^H)}^{-1}$>

其中：ρ_τ1,ρ_τ2,ρ_τ3,ρ_τ4分别是是训练序列S₁,S₂,S₃,S₄的信噪比，$>S_1\in C^{1\times T_{\tau 1}},$>$>S_2\in C^{1\times T_{\tau 2}},$>$>S_3\in C^{1\times T_{\tau 3}},$>$>S_4\in C^{1\times T_{\tau 4}},$>T_τ1,T_τ2,T_τ3,T_τ4分别是第1、2、3、4源端收发机发射的训练序列长度，上标(·)^H表示矩阵的共轭转置。

本实施例中训练序列长度T_τ1=T_τ2=T_τ3=T_τ4=4，训练序列的信噪比为ρ_τ1=ρ_τ2=ρ_τ3=ρ_τ4={49,199,999}。

第二步，中继同时向第1、2、3、4源端收发机发射训练序列第1源端收发机根据接收到的信号进行信道估计，得到中继节点和第1源端收发机间的信道g₁，第2源端收发机根据接收到的信号进行信道估计，得到中继节点和第2源端收发机间的信道g₂，第3源端收发机根据接收到的信号进行信道估计，得到中继节点和第3源端收发机间的信道g₃，第4源端收发机根据接收到的信号进行信道估计，得到中继节点和第4源端收发机间的信道g₄。

所述的信道估计处理，是：

$>g_1=\sqrt{\frac{N_r}{{\bar{\rho }}_{\tau }}}{(\frac{N_r}{{\bar{\rho }}_{\tau }}{I}_{N_r}+\bar{S}{\bar{S}}^H)}^{-1}\bar{S}{\bar{X}}_1^H,$>$>g_2=\sqrt{\frac{N_r}{{\bar{\rho }}_{\tau }}}{(\frac{N_r}{{\bar{\rho }}_{\tau }}{I}_{N_r}+\bar{S}{\bar{S}}^H)}^{-1}\bar{S}{\bar{X}}_2^H$>

$>g_3=\sqrt{\frac{N_r}{{\bar{\rho }}_{\tau }}}{(\frac{N_r}{{\bar{\rho }}_{\tau }}{I}_{N_r}+\bar{S}{\bar{S}}^H)}^{-1}\bar{S}{\bar{X}}_3^H,$>$>g_4=\sqrt{\frac{N_r}{{\bar{\rho }}_{\tau }}}{(\frac{N_r}{{\bar{\rho }}_{\tau }}{I}_{N_r}+\bar{S}{\bar{S}}^H)}^{-1}\bar{S}{\bar{X}}_4^H$>

其中：是训练序列的信噪比，是中继发射的训练序列的长度。分别为N_r×N_r的单位矩阵。

本实施例中训练序列长度T_τ=4，训练序列的信噪比为ρ_τ={49,199,999}。

第三步，第1、2、3、4源端收发机首先将估计得到的信道信息g₁,g₂,g₃,g₄归一化，得到然后对归一化后的信道信息进行量化，得到最后将量化后的信道信息反馈给中继节点。

所述归一化处理是：

$>{\tilde{g}}_1=g_1/\left|\right|g_1\left|\right|,$>$>{\tilde{g}}_2=g_2/\left|\right|g_2\left|\right|,$>$>{\tilde{g}}_3=g_3/\left|\right|g_3\left|\right|,$>$>{\tilde{g}}_4=g_4/\left|\right|g_4\left|\right|$>

所述量化处理是：

其中□₁,□₂,□₃,□₄分别为第1、2、3、4源端收发机处均包含2^B个N_r维单位向量的随机码本，B为信道量化比特数。

第四步，中继根据所有用户到中继的信道信息h₁,h₂,h₃,h₄和中继到所有用户的量化信道信息设计中继端预编码矩阵，中继端预编码矩阵为：

$>F_r=\mathrm{mat}\left\{{[{\Sigma }_{k=1}^{2K}(R_{\mathrm{xk}}^T\otimes R_{\mathrm{rk}})+\frac{2K{\sigma }_n^2}{P_r}{R}_x^T\otimes I_{N_r}]}^{-1}\mathrm{vec}\right\{\sqrt{\frac{2K{\sigma }_n^2}{P_r\lambda }}·R_r\left\}\right\}$>

其中$>R_{\mathrm{xk}}={\sigma }_x^2\mathrm{HP}{\bar{\Omega }}_k{\bar{\Omega }}_k{P}^H{H}^H+{\sigma }_r^2{I}_{N_r},$>$>R_{\mathrm{rk}}=N_r(1-\delta ){{\hat{g}}_k}^H{\hat{g}}_k+N_r\delta I_{N_r},$>$>R_x={\sigma }_x^2\mathrm{HP}{P}^H+{\sigma }_r^2{I}_{N_r},$>$>R_r={\Sigma }_{k=1}^{2K}{\sigma }_x^2\omega {{\hat{g}}_k}^H{Q}_{\bar{k}}{\bar{\Omega }}_k{P}^H{H}^H,$>$>\delta =2^{-B/(N_r-1)}$>ω=E[cosθ_k]E[||g_k||]，为第k个对角线元素为0，其他对角线元素为1的2K×2K维对角矩阵，P对角线元素均为的2K×2K维对角矩阵，为第个元素为1，其他元素为0的2K维行向量，θ_k为与之间的夹角，为Kronecker运算，vec(·)为矩阵化向量运算，mat(·)为vec(·)的逆运算，(·)^T为转置运算。

λ可通过二分法求得，且其收敛条件为使F_r满足Tr(F_rR_xF_r)=P_r，其中Tr(·)为取迹运算。由此，即可得到最优的λ和中继预编码矩阵F_r。

第五步，第1源端收发机对预发射信号x₁进行预处理，得到发射信号s₁，并将该信号发射给中继；同时第2源端收发机对预发射信号x₂进行预处理，得到发射信号s₂，并将该信号发射给中继；同时第3源端收发机对预发射信号x₃进行预处理，得到发射信号s₃，并将该信号发射给中继；同时第4源端收发机对预发射信号x₄进行预处理，得到发射信号s₄，并将该信号发射给中继。

所述的预处理是：

s₁＝p₁x₁,s₂＝p₂x₂,s₃＝p₃x₃,s₄＝p₄x₄

其中x₁,x₂,x₃,x₄分别是第1、2、3、4源端收发机需要发送的BPSK调制后的信号，s₁,s₂,s₃,s₄分别是第1、2、3、4源端收发机经过发射预编码处理之后的信号，且$>p_1=p_2=p_3=p_4=\sqrt{P_s}.$>

第六步，中继对接收到的信号x_r进行线性处理，得到信号y_r，并将y_r广播给源端1,2,3,4。

所述的线性处理是：

y_r=F_rx_r

第七步，第1源端收发机对接收到的信号r₁进行自干扰消除以及检测处理，得到估计信号第2源端收发机对接收到的信号r₂进行自干扰消除以及检测处理，得到估计信号第3源端收发机对接收到的信号r₃进行自干扰消除以及检测处理，得到估计信号第4源端收发机对接收到的信号r₄进行自干扰消除以及检测处理，得到估计信号

所述检测处理为：

$>{\tilde{x}}_1=g_1{F}_r{h}_1{p}_1{x}_1,$>$>{\tilde{x}}_2=g_2{F}_r{h}_2{p}_2{x}_2$>

$>{\tilde{x}}_3=g_3{F}_r{h}_3{p}_3{x}_3,$>$>{\tilde{x}}_4=g_4{F}_r{h}_4{p}_4{x}_4$>

图1是当SNR₂=SNR₁，B=4和8时本实施例的误码率性能比较示意图，图2是当SNR₂=5SNR₁，B=4和8时本实施例的误码率性能比较示意图。仿真程序一共随机生成了10000次信道实现，每次信道实现中均传输10000个BPSK符号。

仿真程序把本实施例与一些处理方法做比较：

1.中继能获得中继到源端信道的完美信道信息

2.中继只能获得中继到源端信道的量化信道信息，但是在设计中继端预编码时不考虑信道量化误差的非鲁棒性预编码设计

从图1和图2中可以看出，本实施例的比特误码率性能较方案1差，但是方案1所需的反馈比特数理论上为无穷大。本方案由于考虑了量化反馈误差的影响，因此比特误码率性能优于不考虑量化反馈误差的方案2。并且，随着中继端发射功率的增大，这种性能优势更加明显。

尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。