基于双侧电压信息的有源电力滤波器的控制方法

摘要

本发明公开了一种基于双侧电压信息的有源电力滤波器的控制方法，包括：通过数字锁相环对采样的电源电压锁相，得到相位角的正弦值以及工频周波的起始点；将采样的APF直流侧电容电压与设定值经过减法器比较后，采样存储，根据电源电压的周期取平均值；在工频周波的起始点，将直流侧电容电压的平均值进行PI计算，输出负荷的基波有功分量幅值；将负荷的基波有功分量幅值与电压相位的正弦值相乘，输出负荷的基波有功电流；将负荷的总电流减去负荷的基波有功电流，输出负荷需要的补偿电流，通过滞环比较的方式直接控制变流器。本发明从瞬时有功和无功能量在系统中传递的角度出发，避开检测有功、无功分量的繁琐过程，实现抑制谐波电流或补偿无功功率。

说明书

技术领域

本发明涉及一种基于双侧电压信息的有源电力滤波器的控制方法。

背景技术

有源电力滤波器（Active Power Filter，APF）作为动态抑制谐波电流和补偿 无功功率有效手段得到了广泛关注。其基本原理是检测出电网中的谐波电流，然后 通过可控的功率半导体器件向电网注入与原有谐波电流幅值相等、相位相反的电 流，使电源的总谐波电流为零，从而达到实时补偿谐波电流的目的。

APF的控制方法主要包括了谐波电流的检测方法和补偿电流控制算法两个部 分。当前APF的算法研究中，大都是以瞬时无功功率理论或其他检测方法先计算出 系统中的谐波电流，然后再进行相应的控制。这种方法需要进行大量的数学运算， 对APF的实时性能有一定的影响。补偿电流控制方法主要有三角载波调制法、电流 滞环比较调制法和无差拍控制方法，存在诸如硬件实现复杂，计算量大的缺点。

发明内容

本发明针对传统APF控制算法运算量大、硬件实现复杂的缺点，提供了一种基 于双侧电压信息的有源电力滤波器的控制方法，该方法从瞬时有功和无功能量在系 统中传递的角度出发，通过获取交直流侧电压信息并进行数学计算，避开检测有功、 无功分量的繁琐过程，直接对输出的电流进行控制，快速、动态地实现抑制谐波电 流或补偿无功功率。

实现上述目的的技术方案是：

基于双侧电压信息的有源电力滤波器的控制方法，所述有源电力滤波器并联连 接在负荷点，所述控制方法包括下列步骤：

步骤1，对电源电压进行采样及存储，并通过数字锁相环对电源电压锁相，得 到电源电压的相位角，根据该相位角得到正弦值，并根据锁相的波形确定工频周波 的起始点；

步骤2，检测APF的直流侧电容电压，将其与设定值经过减法器比较后，进行 采样及队列存储，根据所述电源电压的周期取所述直流侧电容电压的平均值；

步骤3，在所述工频周波的起始点，将所述直流侧电容电压的平均值进行PI （比例-积分）计算，从而输出负荷的基波有功分量幅值；

步骤4，将所述负荷的基波有功分量幅值与步骤1中得到的正弦值相乘，输出 负荷的基波有功电流；

步骤5，采样负荷的总电流，并经过减法器减去所述负荷的基波有功电流，得 到APF的参考电流，通过滞环比较方式直接控制变流器。

上述的有源电力滤波器的控制方法，其中，所述步骤1中，所述工频周波的起 始点指电源电压的一个周波的起始时刻。

上述的有源电力滤波器的控制方法，其中，所述步骤2中，所述电源电压的周 期指工频周期。

本发明的有益效果是：本发明从瞬时有功和无功能量在系统中传递的角度出 发，以调节电网输入的有功能量为目标，通过获取交直流侧电压信息并进行数学计 算，直接对输出的电流进行控制，可避开检测有功和无功电流分量的繁琐过程，简 化检测谐波的过程，快速、动态地实现抑制谐波电流或补偿无功功率，具有原理简 单，易于实现，动态性能好的特点。

附图说明

图1是单相并联型有源电力滤波器的结构示意图；

图2是本发明的有源电力滤波器的控制方法的原理图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明作进一步说明。

请参阅图1，单相并联型APF的基本结构。图中p_L和q_L分别为非线性负载的 有功功率和无功功率，p_A为APF工作时消耗的有功功率，W_S是电源输出的能量，W_A是APF输出的能量，W_L是负荷消耗的能量，W_C是APF的直流侧电容C储存的能量， L_m是APF输出电抗器，C_m是APF输出高频滤波电容器，i_C是APF输出电流，i_L是 负荷电流，A1-A4构成变流器的4个可控开关管，AC表示电源。

本实施例中，以单相并联型APF为例，当未采用APF时，非线性负荷使得系统 电流i_S包含基波有功电流、基波无功电流和谐波电流分量。设电源电压（电网电压） u_s(t)为无畸变正弦波，则基波有功电流与基波电压产生有功功率，其它电流与基波 电压产生无功功率。当采用并联电压型APF时，如果要求APF输出有功功率，将会 消耗直流侧电容C上储存的能量，使得直流侧电容电压U_dc(t)不断下降。根据PWM 变流器控制原理和功率平衡原理，直流侧电容电压U_dc(t)需要保持不变，则APF输 出的补偿电流i_C不能包含基波有功电流，而仅含有无功电流和谐波电流。

因此，从有功和无功能量在APF中流动的角度出发，控制APF仅仅补偿负荷产 生的谐波电流和基波无功电流。则经APF的补偿后，电源只向负荷输出功率有功功 率p_L和向APF输出变流器的损耗功率p_A，而负荷需要的无功功率q_L则由APF输出， 设电源电压u_s(t)＝U_s sin(ωt)，U_s为固定值，则负荷的总电流如下式：

$i_L\left(t\right)=I_{\mathrm{pL}}\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)+I_q\cos \left(\mathrm{\omega t}\right)+\underset{n=2}{\overset{\infty }{\Sigma }}{I}_n\sin (\mathrm{n\omega t}+{\theta }_n)---\left(\text{1}\right)$

式（1）中，I_pL是负荷总电流中的基波有功分量幅值；I_q是负荷总电流中的基 波无功分量幅值；I_n是负荷总电流中的n次谐波分量幅值；θ_n是负荷总电流中的n 次谐波分量相角。

由于基波有功电流与基波电压产生有功功率，其它电流与基波电压产生无功功 率。因此，负荷的总功率为：

$W_L\left(t\right)=u_s\left(t\right)i_L\left(t\right)p_L+q_L=I_{\mathrm{pL}}{U}_s{\sin }^2\left(\mathrm{\omega t}\right)+I_q{U}_s\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)\cos \left(\mathrm{\omega t}\right)+\underset{n=2}{\overset{\infty }{\Sigma }}{U}_s\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)I_n\sin (\mathrm{n\omega t}+{\theta }_n)---\left(2\right)$

电源的输出功率为负荷有功功率p_L和APF的损耗功率p_A之和：

W_S(t)=p_L+p_A=I_pLU_Ssin²(ωt)+I_pAU_ssin²(ωt)=(I_pL+I_pA)sin(ωt)u_s(t)    （3）

其中，I_pA为APF消耗的有功电流幅值，则APF的输出功率为其输出的无功功 率与消耗的有功功率之差：

$W_A\left(t\right)q_L-p_A=I_q{U}_s\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)\cos \left(\mathrm{\omega t}\right)+\underset{n=2}{\overset{\infty }{\Sigma }}{U}_s\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)I_n\sin (\mathrm{n\omega t}+{\theta }_n)-I_{\mathrm{pA}}{U}_s{\sin }^2\left(\mathrm{\omega t}\right)---\left(4\right)$

无功功率q_L在任一个工频周期[t₀,t₀+T]内的积分为零，如下式：

$\underset{t_0}{\overset{t_0+T}{\int }}{q}_L\mathrm{dt}=\underset{t_0}{\overset{t_0+T}{\int }}\left(I_q{U}_s\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)\cos \left(\mathrm{\omega t}\right)\right)\mathrm{dt}+\underset{n=2}{\overset{\infty }{\Sigma }}{U}_s\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)I_n\sin (\mathrm{n\omega t}+{\theta }_n))\mathrm{dt}=0---\left(5\right)$

APF的损耗功率p_A由交流侧电源输入有功电流来提供，p_A在APF中以直流侧 电容的能量变化体现，p_A一个周期内的积分为：

其中，U_s为APF接入点系统电压幅值；U_dc为前一个周波电容电压平均值；ΔU_dc为该周波（[t₀,t₀+T]时间内）电容电压波动量。

因此，综合前述推导计算，得出APF直流侧电压的变化由两部分引起：直流侧 与交流侧的无功交换及APF的有功损耗功率，即有功交换。式（5）说明了无功功 率q_L通过变流器与直流侧电容C产生能量交换，引起直流侧电容电压U_dc(t)波动， 但其在一个周期内的积分为零，因此一个理想无损的无功补偿设备其直流侧电容电 压U_dc(t)在一个周期(本实施例中为20ms)内的周期平均值是恒定的。

但是实际上电力电子器件开断不可避免地会消耗能量，有功功率的存在将要消 耗电容上储存的能量，使得电容电压不断下降。由式(6)知，实际APF存在的损耗 功率在一个周期内的积分不为零，所以会引起直流侧电容电压U_dc(t)周期值的变化， 也就是说直流侧电容电压U_dc(t)周期值的变化反应了APF两侧有功功率的传递。按 照PWM控制规律，只有直流侧电容电压U_dc(t)必须保持恒定，才能使得APF正常工 作消除无功和小波。若直流侧电容电压U_dc(t)波动较大，就会出现过补偿或者欠补 偿，欠补偿时会影响补偿的精度，过补偿时会增加APF的干扰性谐波电流。为此， 本发明采用保持直流侧电压稳定的APF控制算法，由系统提供设备损耗功率，保持 电容电压稳定，进一步实现有效的无功和谐波补偿。

请参阅图2，本发明的基于双侧电压信息的有源电力滤波器的控制方法，所述 有源电力滤波器（APF）并联接入在电源与负荷之间，所述控制方法包括下列步骤：

步骤1，对电源电压u_s(t)进行采样及队列存储，并通过数字锁相环对电源电压 u_s(t)锁相，得到电源电压u_s(t)的相位角，根据该相位角得到正弦值sin(ωt)，并根据 锁相的波形确定工频周波的起始点，该工频周波的起始点指电源电压u_s(t)的一个周 波的起始时刻；

步骤2，检测APF的直流侧电容电压U_dc(t)，将其与设定值V_ref经过减法器比较 后（即直流侧电容电压U_dc(t)减去设定的参考值V_ref），进行采样及存储，并根据电 源电压u_s(t)的周期（工频周期）取直流侧电容电压U_dc(t)的平均值；

步骤3，在所述的工频周波的起始点，将直流侧电容电压U_dc(t)的平均值进行 PI（比例-积分）计算，从而输出负荷的基波有功分量幅值I_pL，其中比例环节使得 直流侧电容电压U_dc(t)快速接近给定值，积分环节用来调节静差，使得直流侧电容 电压U_dc(t)在给定参考电压值附近波动，改善系统的稳态性能；通过比例积分环节 将采样得到的直流侧电容电压U_dc(t)比较值修正后可以得到参考电流的幅值大小； 所述的PI计算，是指经过严格计算和推理得出的，经过此特定的计算步骤，得到 所述的负荷基波有功分量幅值I_pL；

步骤4，将负荷的基波有功分量幅值I_pL与步骤1中得到的正弦值sin(ωt)相乘， 输出负荷的基波有功电流i_pL(t)；

步骤5，采样负荷的总电流i_L(t)，并经过减法器减去负荷的基波有功电流i_pL(t)， 得到APF的参考电流，该参考电流具有计算量小、耗时短、动态性能好的特点，然 后通过滞环比较方式直接控制由A1-A4构成的变流器，且A1-A4均为可控开关管， 图2中，周期平均表示在一个载波周期内对输入值去平均值，ΔI表示作为滞环 比较输入的电流差值。

上述的负荷为非线性负荷。

综上所述，本发明从瞬时有功和无功能量在系统中传递的角度出发，设置适合 的直流侧电容电压参考值，以该值为基准维持电容电压周期内稳定；所采集的直流 侧电压按照特定的数学关系进行比例积分计算，得到负荷有功分量的幅值；采集交 流侧电压按照特定的数学关系得出三相电流数值，以该电流与有功电流的差值作为 参考电流进行直接电流控制，可以避免同时检测无功和谐波，大大减少计算量，简 化检测谐波的过程，快速、动态地实现抑制谐波电流或补偿无功功率，具有原理简 单，易于实现，动态性能好的特点。

以上实施例仅供说明本发明之用，而非对本发明的限制，有关技术领域的技术 人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以作出各种变换或变型，因此 所有等同的技术方案也应该属于本发明的范畴，应由各权利要求所限定。