基于复数空间的星座图的软比特数字解调方法及装置

摘要

本发明公开了一种基于复数空间的星座图的软比特数字解调方法及装置，其中方法包括步骤：对接收来自发射机的接收信号并对其进行信道估计和信道均衡，根据星点复数符号构造原软比特函数F1；计算星点复数符号经过信道估计和信道均衡后的输出信号的噪声方差和均衡参数；对原软比特函数F1进行修正，得到解调输出软比特函数F2；根据解调输出软比特函数F2，得到该解调输出软比特函数F2在其符号函数不同取值条件下的似然函数，并计算似然函数的对数似然比并对其进行简化，将简化的结果作为信道译码器的输入软比特，以通过信道译码器进行译码。本发明可提高接收机的性能，便于软、硬件的实现。

说明书

技术领域

本发明涉及数字信息传输技术领域，尤其涉及一种基于复数空间的星座图 的软比特数字解调方法及装置。

背景技术

在现代的无线通信系统中，信道编码和数字调制技术直接决定了通信系 统误码率高低，即系统性能的好坏。在3G移动通信系统和后3G的LTE系统中， 卷积编码和Turbo编码,QPSK调制、16QAM调制以及64QAM调制都是主要的信 道编码和数字调制技术。在接收机，信道译码器的输入是经过数字解调后的信 号，解调后的信号可以是硬比特，也可以是软比特，但软比特相对于硬比特作 为译码器的输入会大大降低误码率，因此几乎所有的实际系统都会构造软比 特。软比特定义的有效性直接关系到接收机性能。

译码器输入的软比特一般是通过定义和计算比特级的对数似然比LLR （Loglikelihood Ratio）来代替的。但LLR定义的方式各不相同，在LLR定 义中对实际系统的考虑也不相同，从而在实际应用时不同定义方式的LLR将导 致接收信号的LLR在接收机测量和判决真实发射信号性能上的差异。此外，LLR 表示的复杂程度也无疑影响接收系统硬件和软件实现复杂度。

现有技术中比特级的对数似然比LLR一般比较复杂，从而增加了接收系统 硬件和软件实现的复杂度，影响了接收机的性能。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于针对现有技术中比特级的对数似然比较复 杂会影响接收机性能的缺陷，提供一种可提供简单的对数似然比的基于复数空 间的星座图的软比特数字解调方法及装置。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

提供一种基于复数空间的星座图的软比特数字解调方法，包括以下步骤：

S1、接收来自发射机的接收信号并对其进行信道估计和信道均衡，所述接 收信号为复数空间的星座图中的多个星点复数符号，每个星点复数符号对应星 座图上的编码数据比特组合；

S2、根据所述星点复数符号构造原软比特函数F1，该原软比特函数的符 号函数C1=sign（F1）的值满足所述星座图编码数据比特组合与星点复数符号 的对应关系；

S3、计算所述星点复数符号经过信道估计和信道均衡后的输出信号的噪声 方差和均衡参数；

S4、根据所述噪声方差和均衡参数对所述原软比特函数F1进行修正，得 到解调输出软比特函数F2；

S5、根据所述解调输出软比特函数F2，得到该解调输出软比特函数F2在 其符号函数C2=sign（F2）不同取值条件下的似然函数，并计算所述似然函数 的对数似然比；

S6、对所述对数似然比进行简化，并将简化的结果作为信道译码器的输入 软比特，以通过信道译码器进行译码。

本发明所述的基于复数空间的星座图的软比特数字解调方法中，所述原软 比特函数F1为一阶线性函数。

本发明所述的基于复数空间的星座图的软比特数字解调方法中，步骤S2 中所述构造原软比特函数F1具体为：根据星点复数符号的实部和虚部定义L 个原软比特函数，其中L=log₂M，M为所述接收信号的进制，且为大于1的正 数。

本发明所述的基于复数空间的星座图的软比特数字解调方法中，步骤S6 中对所述对数似然比进行简化具体通过对所述星点复数符号的实部和虚部的 分布取均值来进行简化。

本发明所述的基于复数空间的星座图的软比特数字解调方法中，所述星点 复数符号均经能量归一化。

提供一种实现基于复数空间的星座图的软比特数字解调的装置，包括：

接收模块，用于接收来自发射机的接收信号，所述接收信号为复数空间的 星座图中的多个星点复数符号，每个星点复数符号对应星座图上的编码数据比 特组合；

信道估计和均衡器，用于对所述接收信号进行信道估计和信道均衡；

原软比特函数构造模块，用于根据所述星点复数符号构造原软比特函数 F1，该原软比特函数的符号函数C1=sign（F1）的值满足所述星座图编码数据 比特组合与星点复数符号的对应关系；

参数计算模块，用于计算所述星点复数符号经过信道估计和信道均衡后的 输出信号的噪声方差和均衡参数；

修正模块，用于根据所述噪声方差和均衡参数对所述原软比特函数F1进 行修正，得到解调输出软比特函数F2；

对数似然比计算模块，用于根据所述解调输出软比特函数F2，得到该解 调输出软比特函数F2在其符号函数C2=sign（F2）不同取值条件下的似然函 数，并计算所述似然函数的对数似然比；

简化模块，用于对所述对数似然比进行简化，并将简化的结果作为信道译 码器的输入软比特。

本发明所述的装置中，所述原软比特函数构造模块构造的所述原软比特函 数F1为一阶线性函数。

本发明所述的装置中，所述原软比特函数构造模块具体用于根据星点复数 符号的实部和虚部定义L个原软比特函数，其中L=log₂M，M为所述接收信 号的进制，且为大于1的正数。

本发明所述的装置中，所述简化模块对所述对数似然比进行简化具体通过 对所述星点复数符号的实部和虚部的分布取均值来进行简化。

本发明所述的装置中，所述星点复数符号均经能量归一化。

本发明产生的有益效果是：本发明通过对接收来自发射机的接收信号并对 其进行信道估计和信道均衡，根据星点复数符号构造原软比特函数F1，该原 软比特函数的符号函数C1=sign（F1）的值满足星座图编码数据比特组合与星 点复数符号的对应关系，所构造的原软比特函数具有较大的灵活性；计算星点 复数符号经过信道估计和信道均衡后的输出信号的噪声方差和均衡参数；根据 噪声方差和均衡参数对原软比特函数F1进行修正，得到解调输出软比特函数 F2；根据解调输出软比特函数F2，得到该解调输出软比特函数F2在其符号函 数C2=sign（F2）不同取值条件下的似然函数，并计算似然函数的对数似然比； 对对数似然比进行简化，并将简化的结果作为信道译码器的输入软比特，以通 过信道译码器进行译码。本发明中接收机中比特级的对数似然比值充分考虑了 信道均衡对信号的影响，简化后的对数似然比计算简单，提高了接收机的性能， 且便于软、硬件的实现。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是本发明实施例的基于复数空间的星座图的软比特数字解调方法流 程图；

图2是本发明实施例经QPSK调制的星座图；

图3是本发明实施例经16QAM调制的星座图；

图4是本发明实施例基于16QAM调制的星座图的软比特数字解调方法的主 要流程图；

图5是本发明实施例的实现基于复数空间星座图的软比特数字解调装置 结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实 施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅 用以解释本发明，并不用于限定本发明。

如图1所示，本发明实施例基于复数空间的星座图的软比特数字解调方 法，包括以下步骤：

S1、接收来自发射机的接收信号并对其进行信道估计和信道均衡，接收信 号为复数空间的星座图中的多个星点复数符号，每个星点复数符号对应星座图 上的编码数据比特组合；

S2、根据星点复数符号构造原软比特函数F1，该原软比特函数的符号函 数C1=sign（F1）的值满足星座图编码数据比特组合与星点复数符号的对应关 系；在本发明的一个实施例中可以根据星点复数符号的实部和虚部定义L个 原软比特函数，其中L=log₂M，M为接收信号的进制，且为大于1的正数。

S3、计算星点复数符号经过信道估计和信道均衡后的输出信号的噪声方差 和均衡参数；

S4、根据噪声方差和均衡参数对原软比特函数F1进行修正，得到解调输 出软比特函数F2；

S5、根据解调输出软比特函数F2，得到该解调输出软比特函数F2在其符 号函数C2=sign（F2）不同取值条件下的似然函数，并计算似然函数的对数似 然比；

S6、对对数似然比进行简化，并将简化的结果作为信道译码器的输入软比 特，以通过信道译码器进行译码。

本发明的一个实施例提出了一种简单有效的采用比特级对数似然比来构 造软比特的方法。该方法首先假设发射机采用M进制的数字调制，可以是PSK 调制或者QAM调制，并在基带调制的星座图上建立了每L=log₂M个比特与一个 星点复数符号一一映射的关系，其中M为大于1的正数。如图2所示，为经 QPSK（Quadrature Phase Shift Keying正交相移键控）调制的星座图，图中 给出了4个星座复数符号分别对应两个比特的映射关系。

假设星座图上的复数表示为x＝x_R+jx_I，且符号的能量进行归一化，即平 均的符号能量满足E_s＝1。对于M进制的调制，每个复数符号对应L＝log₂M个 比特（bit），假设从左到右依次表示b₀,…,b_L-1。例如QPSK调制，M=4，L=2， 对第1象限的星点对应的复数，能量归一化后表示为对应比特 b₀＝0,b₁＝0。为方便，可使1和0表示的2进制比特通过c_l＝2b_l-1转化为1和 （-1）表示。对应每个c_l定义如下的原软比特函数，一个由x_R和x_I构造的一阶 线性函数，

f_l(x)＝f_l(x_R,x_I)                                    （1）

满足

c_l＝sign(f_l(x_R,x_I)),l=0,…,L-1                      （2）

其中“sign（）”表示取符号运算。称满足（2）式的f_l(x)＝f_l(x_R,x_I)为比特c_l的 “原软比特”。

考虑通信系统接收机在基带的信号表示，假设对发射属于星座图中复数集 合的任意一个星点复数符号x,接收机采用信道估计和信道均衡后，输出的信 号表示为

y＝Ax+n                                             （3）

其中A为一个正的实数，即上文所说的均衡参数。n为复的加性高斯白噪声 （AWGN），实部和虚部分别满足均值为0，方差为σ²的高斯分布。需要指出的 是，A的大小取决于信道均衡算法，如MRC算法，ZF算法和MMSE算法等。由 （3）得

y_R＝Ax_R+n₁

y_I＝Ax_I+n₂                                            （4）

按照（1）的定义可得

f_l(y)＝f_l(y_R,y_I)                                      （5）

构建函数（5），使得当（4）代入（5）满足

f_l(y)＝Bf_l(x_R,x_I)+W                                   （6）

其中B是一个正实数，W为0均值的AWGN，其方差的大小与σ²的关系，具 体由f_l(x_R,x_I)的形式决定，将在后续的实例中具体解释和说明。

由（2）和（6）得

f_l(y)＝B|f_l(x_R,x_I)|c_l+W＝ρc_l+W                    （7）

由于W为均值为0的AWGN，由（7）可以进行如下的估计判决

c_l＝sign(f_l(y))                                    （8）

因此，把由（7）获得f_l(y)称为c_l的“解调输出软比特”。对应c_l＝1和c_l＝-1的 似然函数为

$p\left(f_l\left(y\right)\right|c_l=1)=\frac{1}{\sqrt{2\pi }{\sigma }_{y,l}}\exp \{-\frac{{(f_l\left(y\right)-\rho )}^2}{{2\sigma }_{y,l}^2}\}---\left(9\right)$

$p\left(f_l\left(y\right)\right|c_l=-1)=\frac{1}{\sqrt{2\pi }{\sigma }_{y,l}}\exp \{-\frac{{(f_l\left(y\right)+\rho )}^2}{{2\sigma }^2}\}---\left(10\right)$

定义对应c_l的对数似然比为

$L\left(c_l\right)=\ln \frac{p\left(f_l\left(y\right)\right|c_l=1)}{p\left(f_l\left(y\right)\right|c_l=-1)}---\left(11\right)$

将（9）和（10）代入（11）得

$L\left(c_l\right)=\frac{2{\mathrm{\rho f}}_l\left(y\right)}{{\sigma }_{y,l}^2}---\left(12\right)$

本发明并不限于不限于（11）式的表示。对数似然比的表达式还可以为： 如

$L\left(c_l\right)=\ln \frac{p\left(f_l\left(y\right)\right|c_l=-1)}{p\left(f_l\left(y\right)\right|c_l=1)}$

或者

$L\left(c_l\right)=\ln \frac{p\left(f_l\left(y\right)\right|b_l=1)}{p\left(f_l\left(y\right)\right|b_l=0)}$

或者

$L\left(c_l\right)=\ln \frac{p\left(f_l\left(y\right)\right|b_l=0)}{p\left(f_l\left(y\right)\right|b_l=1)}.$

根据具体应用时定义的星座图，由（12）可以简化最后获得对应每个接收的 复数符号的L(c_l),c₀,…,c_L-1的近似，可以用于信道译码器输入的软比特。

在本发明另一实施例中，如图3所示，为经16QAM（Quadrature Amplitude  Modulation正交幅度调制）调制的星座图。

如图3所示，星座图中每个星点复数对应的编码数据比特组合标注在相应 星点的上方。对于16QAM调制，M=16,L=4.因此星座图上每个复数对应4位2 进制比特。假设图中横坐标和纵坐标的单位为d,即对应“0000”的复数为 d+jd；对应“0010”的复数为3d+jd，等等。因此发射复数信号的平均符号 能量为10d²。若发射复数符号采用平均能量归一化后的，则

对经16QAM调制的星座图中星点复数符号进行数字调制，如图4所示，主 要包括以下步骤：

步骤S401：根据16QAM调制的星座图构造四个原软比特函数。

将图2中的每个为“0”的比特,按照c_l＝2b_l-1＝0-1＝-1映射成“-1”， 从星座图上不难发现，若定义

f₀(x_R,x_I)＝-x_R                                （13）

f_l(x_R,x_I)＝-x_I                                （14）

f₂(x_R,x_I)＝|x_R|-2d                            （15）

f₃(x_R,x_I)＝|x_I|-2d                            （16）

则c_l＝sign(f_l(x_R,x_l))满足星座图的比特组合与复数的对应关系。（13）- （16）的4分函数称为比特c₀到c₃的原软比特表示。

步骤S402：计算均衡参数。

由信道均衡算法获得（3）式中A的值。

假设接收机信道均衡后的输出信号用（3）和（4）表示，由信道估计值和 具体采用的信道估计方法确定（3）和（4）中A的值。

步骤S403：根据计算的参数对得到的四个原软比特函数进行修正，得到 解调输出软比特函数。

即构造符合（7）式的“解调输出软比特”表示。

利用步骤S401的表达式和步骤S402定义

f₀(y)＝-y_R＝-Ax_R-n₁                        (17)

f_l(y)＝-y_I＝-Ax_I-n₂                        (18)

$f_2\left(y\right)=\left|y_R\right|-2\mathrm{Ad}$

$=\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{Ax}}_R+n-2\mathrm{Ad},& y_R>0\\ -{\mathrm{Ax}}_R-n-2\mathrm{Ad},& y_R<0\end{array}\right)---\left(19\right)$

$f_3\left(y\right)=\left|y_R\right|-2\mathrm{Ad}$

$=\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{Ax}}_I+n-2\mathrm{Ad},& y_I>0\\ -{\mathrm{Ax}}_I-n-2\mathrm{Ad},& y_I<0\end{array}\right)---\left(20\right)$

不难看出（17）至（20）都可以写成（7）式的形式，分别称为c_l,l＝0,…,3， 的“解调输出软比特”。

步骤S404：计算每个星点复数符号对应的对数似然比LLR。

利用（9）式至（12）的推导，可以获得

$L\left(c_0\right)=\frac{{2f}_0\left(y\right){\rho }_0}{{\sigma }^2}=\frac{-{2y}_{R}A\left|x_R\right|}{{\sigma }^2}---\left(21\right)$

$L\left(c_1\right)=\frac{{2f}_1\left(y\right){\rho }_1}{{\sigma }^2}=\frac{-{2y}_{I}A\left|x_I\right|}{{\sigma }^2}---\left(22\right)$

$L\left(c_2\right)=\left(\begin{array}{cc}\frac{2A|x_R-2d|}{{\sigma }^2}\left(\right|y_R|-2\mathrm{Ad}),& y_R>0\\ \frac{2A|x_R+2d|}{{\sigma }^2}\left(\right|y_R|-2\mathrm{Ad})& y_R<0\end{array}\right)---\left(23\right)$

$L\left(c_3\right)=\left(\begin{array}{cc}\frac{2A|x_I-2d|}{{\sigma }^2}\left(\right|y_I|-2\mathrm{Ad}),& y_R>0\\ \frac{2A|x_I+2d|}{{\sigma }^2}\left(\right|y_I|-2\mathrm{Ad})& y_R<0\end{array}\right)---\left(24\right)$

步骤S405：简化所得到的对数似然比LLR。

由步骤S404获得的（20）至（24）式是c_l,l＝0,…,3的LLR精确表示。但其 中包含发射符号x的实部和虚部，而发射符号x是未知的，因此步骤S404的 结果需要近似。例如，按星座图中x_R和x_I的分布取均值，则（20）至（24）可 以简化为

$L\left(c_0\right)\approx \frac{-4y_R\mathrm{Ad}}{{\sigma }^2}---\left(25\right)$

$L\left(c_1\right)\approx \frac{-4y_I\mathrm{Ad}}{{\sigma }^2}---\left(26\right)$

$L\left(c_2\right)\approx \frac{2\mathrm{Ad}}{{\sigma }^2}\left(\right|y_R|-2\mathrm{Ad})---\left(27\right)$

$L\left(c_3\right)\approx \frac{2\mathrm{Ad}}{{\sigma }^2}\left(\right|y_I|-2\mathrm{Ad})---\left(28\right)$

在本发明的其他实施例中也可以根据y的实部和虚部所在区间划分来从步骤 S404获得简化的LLR表示。

步骤S406：将获得的简化LLR表示，用于接收机译码算法或译码器的软 比特输入。

本发明实施例实现基于复数空间的星座图的软比特数字解调的装置，该装 置用于实现上述方法，如图5所示，该装置主要包括：

接收模块501，用于接收来自发射机的接收信号，接收信号为复数空间的 星座图中的多个星点复数符号，每个星点复数符号对应星座图上的编码数据比 特组合；星点复数符号可均经能量归一化。该接收信号可为经QPSK调制、16QAM 调制或者64QAM调制后的信号。

信道估计和均衡器502，用于对接收信号进行信道估计和信道均衡；

原软比特函数构造模块503，用于根据星点复数符号构造原软比特函数 F1，该原软比特函数的符号函数C1=sign（F1）的值满足星座图编码数据比特 组合与星点复数符号的对应关系；在本发明的一个实施例中，原软比特函数构 造模块构造的原软比特函数F1为一阶线性函数。在本发明的一个实施例中原 软比特函数构造模块503可具体用于根据星点复数符号的实部和虚部定义L 个原软比特函数，其中L＝log₂M，M为所述接收信号的进制，且为大于1的正 数。

参数计算模块504，用于计算星点复数符号经过信道估计和信道均衡后的 输出信号的噪声方差和均衡参数；

修正模块505，用于根据噪声方差和均衡参数对原软比特函数F1进行修 正，得到解调输出软比特函数F2；

对数似然比计算模块506，用于根据解调输出软比特函数F2，得到该解调 输出软比特函数F2在其符号函数C2=sign（F2）不同取值条件下的似然函数， 并计算似然函数的对数似然比；

简化模块507，用于对对数似然比进行简化，并将简化的结果作为信道译 码器的输入软比特。在本发明的一个实施例中对对数似然比进行简化具体通过 对星点复数符号的实部和虚部的分布取均值来进行简化。

应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进 或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。