具有简单馈电器的超宽带共形低剖面四臂单向行波天线

摘要

公开了一种具有简单馈电器的超宽带共形低剖面四臂单向行波天线。本发明是包括平面四臂TW辐射体套件例如四臂螺旋的一类平面单向行波(TW)天线，该四臂螺旋使用仅与TW辐射体的一对相对的臂连接的双芯线馈电器而被平均地馈电，其他两臂被寄生地激励。模式抑制器的使用提高了单模TW传播和辐射的纯度。双芯线馈电器与平衡-非平衡转换器的平衡侧连接，并且在一侧上与TW辐射体而在另一侧上与平衡-非平衡转换器阻抗匹配。使用单个平衡-非平衡转换器的这种简单的馈电结构一般较小且非常简单，因而比用于四臂螺旋的常规馈电器便宜得多，该馈电器是包含混合式电路、功率分配器、耦合器、矩阵等的复杂的一分四路功率分配器。

说明书

相关申请的交叉引用

本申请要求于2011年3月30日提交的具有序列号61/469,409的标题 为“ultra-wide conformal low-profile four-arm unidirectional traveling-wave  antenna with a simple feed”的共同未决的美国临时申请的优先权，其在此 通过引用被全部并入本文。

技术领域

本发明一般涉及射频天线，且更具体地，涉及用于共形地安装于平台 上的超宽带低剖面多臂单向行波(TW)天线。

背景

行波(TW)天线是一类超宽带兼容平台的低剖面天线，包括螺旋模 式微带(SMM)天线和微型慢波(SW)天线，以及其他的天线。在通过 引用被并入本文的出版物(Wang，J.J.H.和V.K.Tripp的“Design of  Multioctave Spiral-Mode Microstrip Antennas”IEEE Trans.Ant.Prop.，3月 1991；和Wang，J.J.H.的“The Spiral as a Traveling Wave Structure for  Broadband Antenna Applications”Electromagnetics，20-40，7-8月，2000)以 及美国专利(于1994年发布的第5,313,216号专利；于1995年发布的第 5,453,752号专利；于1996年发布的第5,589,842号专利；于1997年发布 的第5,621,422号专利；于2009年发布的第7,545,335B1号专利)中讨论 了SMM天线。SW天线是TW天线的子集，TW天线的尺寸通过SW技术 被微型化(于2000年发布的第6,137,453号美国专利，其通过引用被并入 本文)。这些细的平面天线一般由以多臂螺旋正弦结构或其他频率无关的 几何结构的形式的超宽带平面辐射体组成，其中最广泛使用的是具有单向 辐射图的两臂螺旋天线。

单向辐射图是由于TW模式的模式-1；其他的TW模式0、2、3、4 等的存在将使辐射模式变形。由于缺乏完全对称性，常用的两臂单向螺旋 辐射体无法实现较高程度的模式纯度，因此在辐射图性能上是有限的。对 于需要高质量的辐射图例如在平面相控阵中的GNSS(全球导航卫星系统) 接收天线或元件的应用，SMM天线中的四臂螺旋辐射体是更合乎需要的 (例如，Wang和Triplett的“High-Performance Universal GNS S Antenna  Based on GNS S Antenna Technology”IEEE 2007International Symposium  on Microwave，Antenna，Propagation and EMC Technologies for Wireless  Communications，Hangzhou，China，14-17，8月，2007，其通过引用被并入 本文)。

不幸的是，为了实现四臂SMM天线或加载空腔的螺旋天线的可能性， 需要高质量的四端馈电器来分别提供相等的振幅和0°、90°、180°、270°的 相对相位。与两臂变体相比，使用一些混合式电路、功率分配器、耦合器、 矩阵等的这种复杂的馈电器导致成本巨增并且在增益/效率上减小。另 外，这种四臂馈电器的复杂度和尺寸在GNSS和阵列天线中在实际实现上 造成严重的困难。

发明内容

公开了一种方法的多种实施方式，在该方法中利用使用单个平衡-不 平衡转换器的机构来给这些四臂单向TW天线馈电，该机构一般较小，简 单得多，且因而便宜得多。新方法的几何对称性还可以导致更加精确的馈 电并且因而以低成本提高四臂变体的高性能，进一步超出两臂变体的性 能。

附图简述

图1A在顶视图中描绘了通过具有模式抑制器的简单平衡-非平衡转 换器馈电的超宽带低剖面四臂单向行波天线。

图1B在侧视图中描绘了图1A的超宽带低剖面四臂单向行波天线。

图2A示出了图1A中的超宽带低剖面四臂行波天线的馈电区的顶视 图。

图2B示出了图1A中的超宽带低剖面四臂行波天线的馈电区的侧视 图。

图2C示出了图2A中的超宽带低剖面四臂行波天线的馈电区的A-A’ 横截面视图。

图2D示出了图2B中的超宽带低剖面四臂行波天线的馈电区的B-B’ 横截面视图。

图3A描绘了平面四臂正弦TW辐射体。

图3B描绘了平面四臂对数周期TW辐射体。

图4示出了图1A和图1B中的单向行波天线在1-10GHz内的所测量 的VSWR。

图5示出了图1A和图1B中的单向行波天线在1-10GHz内的两个正 交线性极化中的典型的测量的仰角辐射图。

图6示出了图1A和图1B中的单向行波天线在1-10GHz内以dBi为 单位的所测量的天线增益。

发明公开的详细描述

图1A和图1B分别描绘了超宽带低剖面模式-1四臂行波(TW)天线 10的顶视图和侧视图，该天线10具有优选地为圆形的药丸盒形状，但可 以具有关于它的中心轴z对称的其他多边形圆柱形式。天线10包括一个在 另一个的顶部上顺序地堆叠的平坦的导电平面110、馈电网络120、平坦的 导电平面130、TW结构140和平面TW辐射体套件160、以及馈电套件 200。天线10的厚度在电学上较小，一般小于0.1λ_L，其中λ_L表示在最低 工作频率处的自由空间波长。平面TW辐射体套件160、TW结构140和 馈电网络120的直径一般是相同的并且优选地小于0.4λ_L。平坦的导电平面 110的直径必须至少与TW结构140的直径一样大。

平面TW辐射体套件160由馈电套件200激励，馈电套件200与包含 在馈电网络120中的简单的平衡-非平衡转换器连接。注意，为了方便示 出配置的细节，我们在天线10中心处限定了包含馈电套件200的小区域， 馈电套件200的部件用200数字表示。馈电套件200的周边是有些随意的， 为了说明的方便而被界定，并不作为在结构上专用的区域。事实上，在示 出馈电套件200的细节的图2A、图2B、图2C和图2D中的图展示与天线 10的其余部分的一些结构上的重叠。实际上，在馈电套件200的内部和外 部的区域预期在制造中将被很好地合并。

TW天线10将被共形地安装在平台的表面上，该平台一般是曲线形的。 作为一个实际问题，天线通常被放置在平台上的相对平坦的区域上，并且 不必完全符合平台表面，因为TW天线具有其自己的导电地表面。在实践 中，导电地表面一般被选择成平坦的或是规范的形状例如制造起来容易且 便宜的圆柱形、球形或锥形的一部分。在任何情况下，导电表面110和130、 以及TW结构140和TW辐射体套件160共同具有相同的规范的形状，并 且均相互平行且关于垂直中心轴z对称。

图2A示出了在馈电区域中的TW辐射体套件160的顶视图。如分别 在图2B和图2C中的侧视图和横截面A-A’视图中所示的，TW辐射体套件 160包括三个薄层：在中间层中的TW辐射体161、介电覆盖层163和介 电基板162。注意，图1A和图2A中的图示出了覆盖层163的厚度消失并 且因此在这种情况下TW辐射体161、四臂阿基米德螺旋是可见的实施方 式。注意，为了图示的清楚，任意地选择馈电套件200的直径，并且在圆 形边界处不存在结构不连续性。

在现有技术中，分别被表示为臂181、182、183和184的在模式-1操 作中的螺旋的四端以相等的振幅和分别为比如0°、90°、180°、270°的相对 相位的激励被馈电，并且与螺旋的极化方向一致。在本发明中，一对相对 的端181和183以相等的振幅和分别为0°和180°的相对相位被激励，并 且另一对相对的端182和184由馈电套件200寄生地激励，如图2A中的 A-A’横截面视图所示。为了确保端182和184的寄生激励在没有直接接触 馈电线的情况下是正确的，我们利用馈电套件200，其包括双芯线馈电器 210和模式抑制器240。

双芯线馈电器210具有100欧姆左右的阻抗，并且将被微调以在超宽 操作频带上在TW结构140和模式抑制器240的环境下匹配TW辐射体套 件160的阻抗。如图1B、图2B和图2C中所示，双芯线馈电器210延伸 出导电地平面130并且然后与被定位于馈电网络120中的平衡-非平衡转换 器的平衡侧上的两个输出端子连接，馈电网络120通常是由导电地平面110 和130以及侧导电壁包围的带状线或微带印刷电路板。平衡-非平衡转换器 是将一侧上的非平衡的传输线与另一侧上的平衡的传输线连接并且还执 行在这两侧之间的所需的阻抗匹配(转换)的设备。在本实施方式中，平 衡-非平衡转换器的平衡侧与平衡的双芯线传输线连接，并且平衡-非平衡 转换器的非平衡侧与匹配输出电路连接，这导致在馈电网络末端处的非平 衡同轴连接器，用于与外部发射机/接收机连接。

模式抑制器240是具有一般小于大约0.01λ_L的小直径的圆形导电管， 以确保来自双芯线馈电器210和TW辐射体套件160(图1B、图2B和图 2C)的TW传播的平稳过渡。模式抑制器240的顶部在TW辐射体套件 160的下方，隔开距离S，并且其底部连接导电地平面130。间隔S较小， 小于大约0.01λ_L，并且是在TW辐射体套件160中的模式-1螺旋模式的平 稳发射和在TW辐射体套件160与导电地平面130之间的波传播中的高阶 模式的抑制之间的折衷。图2B还显示了馈电套件200的B-B’横截面视图， 其示出了双芯线馈电器210和导电圆柱形管形式的模式抑制器240。

如在图2D中可以看到的，双芯线馈电器210可以在低损耗介电基板 260的双面印刷电路板上制造。在双芯线馈电器210和模式抑制器240之 间部分或全部填充另一低损耗电介质，其可以或可以不与双芯线馈电器 210的印刷电路板的低损耗电介质相同。通过平面印刷电路板(PCB)制 造技术可以大量生产馈电套件200，在这种情况下双芯线馈电器210可以 以两个圆形通孔开始，然后被镀金属以与TW辐射体161(图2B和图2C) 和馈电网络120中的平衡-非平衡转换器集成。

如图1A所示是四臂阿基米德螺旋的TW辐射体161一般是平面多臂 频率无关的结构，其大部分是自补几何结构。例如，图3A描绘了平面四 臂正弦TW辐射体361，以及图3B描绘了平面四臂对数周期TW辐射体 461。螺旋型辐射体具有固有地圆极化(CP)，而右旋圆极化(PHCP)或 左旋圆极化(LH CP)的方向取决于螺旋绕组对于所选择的时谐场的约定 ——exp(jωt)或exp(-jωt)——是逆时针方向还是顺时针方向。

在图3中的平面辐射体的圆极化的方向不仅取决于辐射体本身而且取 决于四臂被馈电的方式，即，是以(0°，90°，180°，270°)还是以(0°，-90°， -180°，-270°)的顺序进行馈电。当非螺旋被用作TW辐射体161(图3B 和图3C)并且利用本简单馈电器被馈电时，它将在线性极化中以辐射体中 固有的相等的相位和振幅来辐射，线性极化由RHCP和LHCP的组合产生。

TW结构140可以是慢波(SW)型。使用SW结构可以导致以慢波因 子(SWF)为特征的相速度的减小。SWF被定义为TW的相速度V_s与光 速c的比率，其由下列关系式给出：

SWF＝c/V_s＝λ_o/λ_s        (1)

其中c是光速，λ_o是在工作频率f_o处的自由空间中的波长，以及λ_s是慢波 的波长。注意，工作频率在自由空间中和慢波天线中均保持相同。SWF指 示TW天线在相关的线性尺寸上减少了多少。例如，具有SWF＝2的SW 天线意味着其在SW传播的平面中的线性尺寸减小到常规TW天线的线性 尺寸的1/2。注意，对于尺寸减小，减小直径而不是高度是更加有效的， 因为天线尺寸与天线直径的平方成比例，但对天线高度仅仅是线性的。还 注意，在本公开中，每当提及TW时，通常包括SW的情况。对本发明的 以上描述的实施方式可以做出许多变化和修改而实质上不偏离本发明的 精神和原理。所有这样的修改和变化被规定为在包括在本发明的范围内。

实验验证

已令人满意地实现了本发明的原理的实验验证。设计、制造并测试了 若干个试验板模型。在此显示了一个模型上的一些测量的数据以证明本发 明的原理是有效的，并且性能上的瑕疵主要是由于所使用的平衡-非平衡转 换器的缺陷。

图4示出了使用四臂阿基米德螺旋辐射体的图1中的单向行波天线的 试验板模型的在1-10GHz内所测量的VSWR。图5示出了该天线在 1-10GHz内的两个正交线性极化(E_θ和)中的典型的测量的仰角辐射 图。图6示出了该天线在1-10GHz内以dBi为单位的所估计的天线增益(首 先是CP且基于组合对两个正交线性极化的以dBiL为单位的所测量的增益 和轴向比率)。这些数据对未加工的试验板相当好。对仅仅平衡-非平衡转 换器的单独的测试揭示了平衡-非平衡转换器(其在本发明的范围之外)中 的振幅误差和相位误差主要是在馈电输出中在某些频率处的瑕疵的原因， 因此是天线的所展示的性能的缺陷的原因。后来的模型集中于更窄的带 宽，例如GNSS，对于其，可以更容易地满足部件和制造公差，展示极大 地提高的性能。