功率因数修正升压转换器及其切换频率调制方法

摘要

本发明提供一种功率因数修正升压转换器及其切换频率调制方法，该功率因数修正升压转换器包括一功率因数修正转换单元与一控制单元，其中控制单元用以输出一脉波宽度调制信号至功率因数修正转换单元以调整输出至电压转换器的电力。当功率因数修正转换单元的输出负载提高时，控制单元会提高脉波宽度调制信号的频率。反之，当功率因数修正转换单元的输出负载降低时，控制单元降低该脉波宽度调制信号的频率以降低功率因数修正升压转换器的切换损失。

说明书

技术领域

本发明涉及一种功率因数修正器，且特别涉及一种应用于高效率交换式 电源供应器的功率因数修正升压转换器(PFC Boost converter)。

背景技术

近年来环保意识的提升，与全球暖化问题，迫使节约能源成为世界各国 重要政策之一。美国环境协会(U.S.Environmental Protection Agency，EPA)对 于各项信息电子设备也相对规定高效率的规范以去达到节能的目地，如在PC 电源供应器上有80+基本款需求(80％，80％，80％)，铜牌(82％，85％，82％)、银牌 (85％，88％，85％)、金牌(87％，90％，87％)认证，所以提高电源转换器的效率是我 们目前必须克服的难题。

在电力电子的应用中，交流对直流转换器(AC to DC converter)的应用非 常广泛，例如家电与电脑都需要使用交流对直流转换器来将交流电转换为直 流电使用。基于现有的电脑的电源供应器产业已经朝向高效率与高功因(功 率因数)的趋势发展，所以目前在电力电路的设计上，对于电子设备的功率 因数有相当严谨的要求。由于在交流对直流转换器中存在有很多的非线性元 件，例如桥式整流滤波器，所以需要使用功因修正器来调整输出电压与输出 电流的相位以提高功率因数。其中，功因修正升压转换器是最常见的架构之 一。

一般转换器采用CCM平均电流模式定频控制，使得电源供应器不论输 出电压在任何负载下，切换频率都是定值。而对于交换式电源供应器的轻载 及中载而言，较高的切换频率不是一个好的操作，因为其会增加功率晶体管 的切换损失(switching loss)、驱动损失(driver loss)与磁性元件的铁损(core  loss)，影响整体电源供应器的转换效率。因此，如何降低交换式电源供应器 在切换时的功率消耗成为目前电力电子重要的研究方向。

发明内容

本发明提供一种功率因数修正升压转换器，适用于使用功因修正升压转 换器的电源供应器，其通过一控制单元，致使转换器的切换频率为可调制的， 可以依据输出负载调整切换频率，以降低功率开关的切换损失与磁性元件的 固定损失等，进而提升电源转换器的转换效率。

本发明提出一种功率因数修正升压转换器，用以产生电力至一电压转换 器，此功率因数修正升压转换器包括一功率因数修正转换单元与一控制单 元。功率因数修正转换单元根据一脉波宽度调制信号调整输出至电压转换器 的电力。控制单元耦接于功率因数修正转换单元，根据功率因数修正转换单 元的一输出负载调整脉波宽度调制信号的频率。其中，当功率因数修正转换 单元的输出负载提高时，控制单元提高脉波宽度调制信号的频率；当功率因 数修正转换单元的输出负载降低时，控制单元降低该脉波宽度调制信号的频 率。

在本发明一实施例中，上述控制单元包括电流检测电路、电压检测电路 与控制电路。电流检测电路用以产生对应于功率因数修正转换单元的一输出 负载电流的一第一检测信号。电压检测电路用以产生对应于功率因数修正转 换单元的一输出负载电压的一第二检测信号。控制电路耦接于电流检测电路 与电压检测电路，根据第一检测信号/第二检测信号调整脉波调制信号的频 率。其中，当功率因数修正转换单元的负载电流小于一第一预设值或功率因 数修正转换单元的该输出负载电压小于一第二预设值时，控制电路降低脉波 宽度调制信号的频率以降低功率因数修正转换器的切换损耗。反之，当功率 因数修正转换单元的输出负载电流大于一第一预设值或功率因数修正转换 单元的输出负载电压大于一第二预设值时，控制电路会提高脉波宽度调制信 号的频率。

从另一个角度来看，本发明另提出一种功率因数修正升压转换器的切换 频率调制方法，其中功率因数修正升压转换器根据一脉波宽度调制信号调整 输出至一电压转换器的电力，上述频率调制方法包括下列步骤：检测功率因 数修正升压转换器的一输出负载；检测输出负载的变化，当功率因数修正升 压转换器的输出负载提高时，提高脉波宽度调制信号的频率；当功率因数修 正转换单元的该输出负载降低时，降低脉波宽度调制信号的频率。

综合上述，本发明所提出的功率因数修正升压转换器，可以依据输出负 载来调整切换频率。当负载低时，控制器主动降低切换频率以降低功率因数 修正升压转换器的切换损失。尤其在中载与轻载下，本发明会自动操作在较 低的切换频率下以降低功率损耗。

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并 配合附图，作详细说明如下。

附图说明

图1A为本发明第一实施例的功率因数修正升压转换器的功能方块图。

图1B为本发明第一实施例的升压型功率因数修正转换器的电路示意图。

图2为本发明第一实施例的电流检测电路120的电路示意图。

图3为本发明第一实施例的电压检测电路130的电路示意图。

图4为本发明第一实施例的控制电路110的主要内部电路示意图。

图5为本发明第一实施例的第一频率控制电路410的电路示意图。

图6为本发明第一实施例的第二频率控制电路420的电路示意图。

图7为本发明第一实施例的功率因数修正升压转换器100的整体电路示 意图。

图8为本发明第二实施例的控制电路110的主要内部电路示意图。

图9为本发明第二实施例中的第一频率控制电路810的电路示意图。

图10为本发明第二实施例的第二频率控制电路820的电路示意图。

图11为本发明第二实施例的功率因数修正升压转换器100的整体电路 示意图。

图12为本发明一实施例的功率因数修正升压转换器的切换频率调制方 法的流程图。

图13为使用本发明一实施例的功率因数修正升压转换器与传统功率因 数修正升压转换器的效率数据比较图。

上述附图中的附图标记说明如下：

100：功率因数修正升压转换器

101：控制单元

110：控制电路

120：电流检测电路

130：电压检测电路

140：功率因数修正转换单元

142：桥式整流器

150：电压转换器

211、311：可编程并联稳压器

410、810：第一频率控制电路

420、820：第二频率控制电路

430、830：控制器

R01～R05、R21～R28：电阻

R31～R35、R51～R59：电阻

R61～R69、R91～R95、RT：电阻

R60、R00：输入电阻

COM21～COM22、COM31～COM32：比较器

C01～C02、C21～C23、C31～C33：电容

C1、C51、C61、C91～C92：电容

VEAO：电压误差放大器输出电压

DS1：第一检测信号

DS2：第二检测信号

D1：二极管

L1：电感

GND：接地端

P1～P3：接脚

VREF：参考电压

T1、T2：电阻RT的两端

VCC：工作电压

Q1、Q01、Q03、Q51、Q55、Q65、Q61：NMOS晶体管

Q02、Q52、Q62、Q92：PNP晶体管

Q53～Q54：NPN晶体管

Q63～Q64：NPN晶体管

Q91、Q93：NMOS晶体管

S110～S140：流程图步骤

具体实施方式

在下文中，将通过附图说明本发明的实施例来详细描述本发明，而附图 中的相同参考数字可用以表示类似的元件。

(第一实施例)

请参照图1A，图1A为本发明第一实施例的功率因数修正升压转换器的 功能方块图。功率因数修正升压转换器100可以产生电力至后端的电压转换 器150，然后经由电压转换器150转换为直流电压以提供给系统或电子设备 使用。功率因数修正升压转换器100包控制单元101与功率因数修正转换单 元140，其中该功率因数修正转换单元140可以例如是CCM功因修正转换 器。控制单元101尚包括控制电路110、电流检测电路120与电压检测电路 130。电流检测电路120用以产生对应于功率因数修正转换单元140的输出 负载电流的第一检测信号DS1，而电压检测电路130用以产生对应于功率因 数修正转换单元140的输出负载电压的第二检测信号DS2。

控制电路110会根据上述第一检测信号DS1与第二检测信号DS2至少 其中之一调整脉波宽度调制信号PWM的频率。也就是说，控制电路110可 以根据第一检测信号DS1或第二检测信号DS2来调整脉波宽度调制信号 PWM的频率。当功率因数修正转换单元140的输出负载提高时，控制单元 101会提高脉波宽度调制信号PWM的频率；当功率因数修正转换单元140 的输出负载降低时，控制单元101会降低脉波宽度调制信号PWM的频率， 以降低功率因数修正转换单元140的切换损失。

功率因数修正转换单元140的负载变化可以经由输出负载电压或输出负 载电流来判断，其中功率因数修正转换单元140的输出负载可用输出负载电 压与输出负载电流的乘积表示，即输出功率。在本实施例中，当功率因数修 正转换单元140的输出负载电流小于一第一预设值或功率因数修正转换单元 140的输出负载电压小于一第二预设值时，控制电路110降低该脉波宽度调 制信号的频率以降低该功率因数转换器的切换损耗。反之，当功率因数修正 转换单元140的输出负载电流大于一第一预设值或功率因数修正转换单元 140的输出负载电压大于一第二预设值时，控制电路110会提高脉波宽度调 制信号的频率。另外，控制电路110也可以采用渐进式的方式调整功率因数 修正转换单元140的切换频率，让脉波宽度调制信号PWM的频率随着功率 因数修正转换单元140的负载而变化。当负载增加时，提高脉波宽度调制信 号PWM的频率，当负载下降时，降低脉波宽度调制信号PWM的频率。控 制电路110调整脉波宽度调制信号PWM的方式可以依照设计需求与电路架 构而变，本实施例并不限制于上述说明。

电流检测电路120可以经由后端的电压转换器150的电流来检测功率因 数修正转换单元140的输出负载电流(以实线表示)或是直接检测功率因数修 正转换单元140的输出电流(以虚线表示)来产生第一检测信号DS1。同理， 电压检测电路130可以经由控制电路110所产生的对应于功率因数修正转换 单元140的输出电压的VEAO(以实线表示)信号来产生第二检测信号DS2或 是直接检测功率因数修正转换单元140的输出电压(以虚线表示)来产生第二 检测信号DS2。由于电压检测与电流检测的电路和方式有多种实施方式，因 此本实施例并不限制电流检测电路120与电压检测电路130的电路架构与耦 接方式，只要可以检测到功率因数修正转换单元140的输出负载电压/输出负 载电流即可。在常见的PWM控制器中，例如Champion的CM6802，VEAO 信号为误差放大器的输出电压，与功率因数修正转换单元140的输出电压相 关。在CM6802的规格书中，VEAO是由Pin 16输出，其表示(PFC  transconductance voltage amplifier output)。

功率因数修正转换单元140会根据控制电路110所产生的脉波宽度调制 信号PWM控制功率开关(未绘示)的切换，以调整输出至该电压转换器的电 力。在本实施例中，功率因数修正转换单元140例如是升压型功率因数修正 转换器，其主要由桥式整流器与升压电路组成。请参照图1B，其为本发明 第一实施例的升压型功率因数修正转换器的电路示意图。功率因数修正转换 单元140主要由桥式整流器142、电感L1、晶体管Q1、二极管D1与输出电 容C1构成。桥式整流器142对所接收的交流电VAC进行整流。电感L1、 晶体管Q1、二极管D1与输出电容C1构成升压电路，会根据脉波宽度调制 信号PWM的有效周期(duty cycle)产生不同的输出电压OUT。在经由上述实 施例的说明后，本技术领域普通技术人员应可推知功率因数修正转换单元 140的实施方式，在此不加赘述。上述电压转换单元150为DC/DC转换器， 例如为PWM转换器或谐振式电力转换器(resonant converter)。

接下来，说明电流检测电路120与电压检测电路130的电路图。请参照 图2，图2为本发明第一实施例的电流检测电路120的电路示意图。电流检 测电路120包括电阻R21～R28、比较器COM21～COM22、电容C21～C23与 可编程并联稳压器211。电阻R21用来感测电压转换器150中变压器的一次 侧电流。就电路结构而言，电阻R21例如耦接于电压转换器150中，变压器 的一次侧连接的开关(未绘示)与接地端GND之间。一般而言，电压转换器 150中会具有变压器与功率晶体管(开关)，电阻R21可以耦接于该功率晶体 管的一端以提取流经由电压转换器150的变压器一次侧的电流IS(IS电流流 经电阻R21转换放大成所需信号)，此电流与功率因数修正转换单元140的 输出负载电流相关。电阻R21主要是用来感测功率因数修正转换单元140的 输出负载电流，在不同的电路架构中，电阻R21可以依照设计需求耦接于不 同的端点提取负载的电流，本实施例并不限制于图2所示。

比较器COM21的正输入端经由电阻R22耦接于电阻R21与开关的接点， 其负输入端经由电阻R23耦接于接地端GND。电阻R24耦接于比较器 COM21的输出端与比较器COM21的负输入端之间。电阻R25的一端耦接 于比较器COM21的输出端，电阻R25的另一端耦接于比较器COM22的正 输入端。比较器COM22的输出端用以输出第一检测信号DS1。电阻R26耦 接于比较器COM22的负输入端与电容C21之间，电容C21的另一端耦接于 接地端GND。电阻R27耦接于比较器COM22的输出端与比较器COM22的 正输入端之间。电阻R28耦接于一工作电压VCC与可编程并联稳压器211 的阴极之间。可编程并联稳压器211的阳极耦接接地端GND，可编程并联稳 压器211的参考端耦接于可编程并联稳压器的阴极。电阻R26与电容C21 的接点耦接于可编程并联稳压器211的阴极。电容C22耦接于比较器COM21 的正输入端与接地端GND之间。电容C23耦接于比较器COM21的正输入 端与负输入端之间。可编程并联稳压器211例如为德州仪器(Texas  Instruments，TI)所出产的TL431稳压器(voltage regulator)，其元件说明请参照 其元件说明书(data sheet)，在此不加赘述。

请参照图3，图3为本发明第一实施例的电压检测电路130的电路示意 图。电压检测电路130包括电阻R31～R35、电容C31～C33、比较器 COM31～COM32与可编程并联稳压器311。电阻R31的一端耦接于对应于功 率因数修正转换单元140的输出电压的VEAO(电压误差放大器输出电压， VEAO正比于输出负载)。一些控制器(参考图4)会将功率因数修正转换器的 输出电压作为反馈电压使用，并且依据反馈电压产生VEAO。电压检测电路 130便可利用此VEAO来检测功率因数修正转换单元140的输出负载电压。 值得注意的是，电压检测电路130也可以依照电路架构，经由其他端点取得 对应于功率因数修正转换单元140的输出负载电压的VEAO。在经由上述实 施例的说明后，本技术领域普通技术人员应可推知其实施方式，在此不加赘 述。

比较器COM31的正输入端耦接于电阻R31的另一端，其负输入端耦接 于比较器COM31的输出端。电阻R32一端耦接于比较器COM31的输出端， 另一端耦接于比较器COM32的正输入端。比较器COM32的正输入端经由 电阻R33耦接于比较器COM32的输出端。电阻R34耦接比较器COM32的 负输入端与电容C31之间。电容C31的另一端耦接于接地端GND。电阻R35 耦接于一工作电压VCC与可编程并联稳压器311的阴极之间。可编程并联 稳压器311的阳极耦接于接地端GND。可编程并联稳压器311的参考端耦 接于可编程并联稳压器311的阴极，其中电阻R34与电容C31的接点耦接于 可编程并联稳压器311的阴极。电容C32耦接比较器COM31的正输入端与 负输入端之间。电容C33耦接于比较器COM32的正输入端与接地端GND 之间。

另外，控制电路110的内部结构会依照所使用的控制IC不同而有不同 的电路架构，控制IC例如是意法半导体(STMicroelectronics，ST)公司的高电 压谐振控制芯片(例如型号L6599)或是Campion的CM6802或CM6502等控 制IC实现，本实施例不限制所使用的控制IC型号。本技术领域普通技术人 员应可由上述说明中推知适合的控制IC与其周边电路，在此不加累述赘述。 而本实施例中的控制IC是以CM6802或CM6502为例说明，请参照图4，图 4为本发明第一实施例的控制电路110的主要内部电路示意图。控制电路110 主要包括第一频率控制电路410、第二频率控制电路420与控制器430。其 中，控制器430的周边电路可以参考IC的元件说明书(data sheet)，图4中并 未绘示。控制器430具有接脚P1～P3，其中接脚P1输出对应于功率因数修 正转换单元140的输出负载电压的VEAO(电压误差放大器输出电压)；接脚 P2可以输出固定的参考电压VREF；接脚P3为频率设定接脚。控制器430 会根据频率设定接脚P3所耦接的阻抗值调整脉波宽度调制信号PWM的频 率。接脚P1例如是Champion的CM6802控制器中的接脚16，接脚P2例如 是CM6802控制器中的接脚14，接脚P3例如是CM6802控制器中的接脚7 或8。

电阻RT耦接于控制器430的接脚P2与接脚P3之间，而电容CT耦接 于控制器430的接脚P3与接地端GND之间。控制器430所输出的脉波宽度 调制信号PWM的频率随电阻RT与电容CT改变。第一频率控制电路410 耦接于电阻RT的两端(电阻RT的第一端T1与电阻RT的第二端T2)，即控 制器430的接脚P2、P3。第二频率控制电路420也耦接于电阻RT的两端 T1、T2。第一频率控制电路410会根据第一检测信号DS1(表示功率因数修 正转换单元140的输出负载电流)调整电阻RT两端的等效电阻。在本实施例 中，第一频率控制电路410会选择性并联另一个电阻至电阻RT的两端以改 变接脚P3所接收到的阻抗值，进而调整脉波宽度调制信号PWM的频率。 同样的，第二频率控制电路420也会根据第二检测信号DS2(表示功率因数修 正转换单元140的输出负载电压)选择性并联另一电阻至电阻RT的两端以调 整脉波宽度调制信号PWM的频率。

请参照图5，图5为本发明第一实施例的第一频率控制电路410的电路 示意图。第一频率控制电路410包括NMOS晶体管Q51、Q55、PNP晶体管 Q52、NPN晶体管Q53～Q54、电阻R51～R59与电容C51。NMOS晶体管Q51 的栅极耦接于第一检测信号DS1，其源极耦接于接地端GND。电阻R51耦 接于NMOS晶体管Q51的栅极与接地端GND之间。电容C51耦接于NMOS 晶体管Q51的栅极与接地端GND之间。PNP晶体管Q52的发射极耦接于一 工作电压VCC。电阻R52耦接于PNP晶体管Q52的发射极与PNP晶体管 Q52的基极之间。电阻R53耦接于PNP晶体管Q52的基极与NMOS晶体管 Q51的漏极之间。电阻R54的一端耦接于PNP晶体管Q52的集电极。电阻 R55耦接于电阻R54的另一端与接地端GND之间。

再者，电阻R56的一端耦接于PNP晶体管Q52的发射极，另一端耦接 于NPN晶体管Q53的集电极。NPN晶体管Q53的基极耦接于电阻R54与电 阻R55的接点，其发射极耦接于接地端GND。电阻R57耦接于NPN晶体管 Q53的集电极与接地端GND之间。NPN晶体管Q54的基极耦接于NPN晶 体管Q53的集电极，其发射极耦接于接地端GND。电阻R58耦接于PNP晶 体管Q52的集电极与NPN晶体管Q54的集电极之间。NMOS晶体管Q55的 栅极耦接于PNP晶体管Q52的集电极，其源极耦接于控制器430的频率设 定接脚(即P3)。电阻R59耦接于控制器430的接脚P2与NMOS晶体管Q55 的漏极之间。

电阻R59与NMOS晶体管Q55耦接于电阻RT的两端T1、T2。当第一 检测信号DS1表示输出负载电流大于第一预设值时，NMOS晶体管Q55会 导通，电阻R59与电阻RT并联会使其两端T1、T2的等效阻抗降低。控制 器430会据此改变切换频率设定点以提高脉波宽度调制信号的PWM的频率。 反之，当第一检测信号DS1表示输出负载电流小于该第一预设值时，NMOS 晶体管Q55会关闭以提高电阻RT两端的等效电阻值。控制器430会据此降 低脉波宽度调制信号的PWM的频率。

请参照图6，图6为本发明第一实施例的第二频率控制电路420的电路 示意图。第二频率控制电路420包括输入电阻R60、NMOS晶体管Q61、Q65、 PNP晶体管Q62、NPN晶体管Q63～Q64、电阻R61～R69与电容C61。第二 频率控制电路420与第一频率控制电路410之间主要的差异在于输入电阻 R60，其余电路架构相似，在此不加赘述。输入电阻R60耦接于第二检测信 号DS2与NMOS晶体管Q61的栅极之间，用以传递第二检测信号DS2。电 阻R69与NMOS晶体管Q65耦接于电阻RT的两端T1、T2。当第二检测信 号DS2表示输出负载电压大于第二预设值时，NMOS晶体管Q65会导通， 电阻R69与电阻RT并联会使其两端T1、T2的等效阻抗降低。控制器430 会据此改变切换频率设定点以提高脉波宽度调制信号的PWM的频率。反之， 当第二检测信号DS2表示输出负载电压小于该第二预设值时，NMOS晶体管 Q65会关闭以提高电阻RT两端的等效电阻值。控制器430会据此降低脉波 宽度调制信号的PWM的频率。

第一频率控制电路410与第二频率控制电路420的主要功用在于根据输 出负载电流与输出负载电压调整控制器430的频率设定接脚P3所连接的阻 抗值。两电路的实施方式并不限制于图5与图6，本技术领域普通技术人员 应可由上述第一实施例的说明中推知其他实施方式，在此不加赘述。

请参照图7，图7为本发明第一实施例的功率因数修正升压转换器100 的整体电路示意图。功率因数修正升压转换器100包括电流检测电路120、 电压检测电路130、功率因数修正转换单元140、电压转换器150、控制器 430、第一频率设定电路410与第二频率设定电路420的电路实施细节与其 连接关系。个别电路的细节可由上述图1～图6的说明中推知，在此不加赘述。 在图7中，功率因数修正升压转换器100可以根据输出负载电压/输出负载电 流产生两段式的切换频率调整。当输出负载在一预定值以下时，维持固定的 切换频率；当输出负载超过预定值时，再将切换频率提高至另一个频率点。 在较低负载下，由于切换频率较低，使得整体损耗降低，以提升效率。借此， 改善功率因数修正升压转换器100在中、轻载下的功率损失。

另外，第一频率控制电路410与第二频率控制电路420可以利用另一种 方式来调整控制器430的频率设定接脚P3所连接的阻抗值。举例来说，电 阻RT可以采用可变电阻来实现，而第一频率控制电路410与第二频率控制 电路420则可以分别根据功率因数修正转换单元140的输出负载电流与输出 负载电压来调整电阻RT的电阻值。这样的电路架构可以让脉波宽度调制信 号PWM具有多段式(线性式)的频率变化以符合不同输出负载的需求。同理， 电阻R59、R69也可以采用可变电阻实现，而第一频率控制电路410与第二 频率控制电路420不只用来控制是否并联电阻R59、R69至电阻RT上，更 可以控制电阻R59、R69的电阻值。在经由上述实施例的说明后，本技术领 域普通技术人员应可推知其实施方式，在此不加赘述。

(第二实施例)

产生脉波宽度调制信号PWM的控制器有很多种型号，不同类型的控制 器可能具有不同的频率调制方式。图8为本发明第二实施例的控制电路110 的主要内部电路示意图。在图8中，控制器830的接脚P3为频率设定接脚， 其接脚P1可以输出对应于功率因数修正转换单元140的输出负载电压的 VEAO。电阻RT耦接于控制器830的接脚P3与接地端GND之间，电阻RT 的两端以T1、T2表示。控制器830会根据接脚P3所耦接的阻抗值调整脉波 宽度调制信号PWM的频率。值得注意的是，本发明不限制控制器的类型， 其周边电路可以依照设计需求与IC规格设定。

第一频率控制电路810与第二频率控制电路820分别耦接于电阻RT的 两端，并且分别根据第一检测信号DS1与第二检测信号DS2调整电阻RT两 端的等效阻抗。在本实施例中，第一频率控制电路810与第二频率控制电路 820是利用电阻并联的方式来调整电阻RT两端的等效阻抗。当功率因数修 正转换单元140的输出负载电流超过第一预设值时，第一频率控制电路810 会并联一个电阻至电阻RT的两端T1、T2而降低等效阻抗，控制器830会 据此改变切换频率设定点以提高脉波宽度调制信号PWM的频率。当功率因 数修正转换单元140的输出负载电压超过第二预设值时，第二频率控制电路 820会并联一个电阻至电阻RT的两端T1、T2而降低等效阻抗，控制器830 会据此改变切换频率设定点以提高脉波宽度调制信号PWM的频率。

请参照图9，图9为本发明第二实施例中的第一频率控制电路810的电 路示意图。第一频率控制电路810包括NMOS晶体管Q91、Q93、PNP晶体 管Q92、电阻R91～R95与电容C91～C92。NMOS晶体管Q91的栅极耦接于 第一检测信号DS1，其源极耦接于接地端GND。电阻R91耦接于NMOS晶 体管Q91的栅极与接地端GND之间。电容C91耦接于NMOS晶体管Q91 的栅极与接地端GND之间。PNP晶体管Q92的发射极耦接于工作电压VCC。 电阻R92耦接于PNP晶体管Q92的发射极与PNP晶体管Q92的基极之间。 电阻R93耦接于PNP晶体管Q92的基极与NMOS晶体管Q91的漏极之间。 电容C92耦接于PNP晶体管Q92的集电极与接地端GND之间。电阻R94 耦接于PNP晶体管Q92的集电极与接地端GND之间。NMOS晶体管Q93 的栅极耦接于PNP晶体管Q92的集电极，其源极耦接于电阻RT的T2端(请 参照图8，电阻RT的T2端也耦接于接地端GND)。电阻R95耦接于NMOS 晶体管Q93的漏极与控制器830的频率设定接脚(接脚P3)之间。

当第一检测信号DS1表示输出负载电流大于第一预设值时，第一频率控 制电路810会导通NMOS晶体管Q93，让电阻R95并联至电阻RT的两端 T1、T2而降低等效阻抗，控制器830会据此改变切换频率设定点以提高所 输出的脉波宽度调制信号PWM的频率。

请参照图10。图10为本发明第二实施例的第二频率控制电路820的电 路示意图。第二频率控制电路820包括输入电阻R00、NMOS晶体管Q01、 Q03、PNP晶体管Q02、电阻R01～R05与电容C01～C02。第二频率控制电路 820与第一频率控制电路810之间主要的差异在于输入电阻R00，其余电路 架构相似，在此不加赘述。输入电阻R00耦接于NMOS晶体管Q01的栅极 与第二检测信号DS2之间，用以传递第二检测信号DS2。同样的，当第二检 测信号DS2表示输出负载电压大于第二预设值时，第二频率控制电路820会 导通NMOS晶体管Q03，让电阻R05并联至电阻RT的两端T1、T2而降低 等效阻抗，控制器830会据此改变切换频率设定点以提高所输出的脉波宽度 调制信号PWM的频率。

请参照图11，图11为本发明第二实施例的功率因数修正升压转换器100 的整体电路示意图。功率因数修正升压转换器100包括电流检测电路120、 电压检测电路130、功率因数修正转换单元140、电压转换器150、控制器 830、第一频率设定电路810与第二频率设定电路820的电路实施细节与其 连接关系。个别电路的细节可由上述图1～3和图8～10的说明中推知，在此 不加赘述。

由上述第一实施例与第二实施例，本发明可以归纳出一种功率因数修正 升压转换器的切换频率调制方法，请参照图12，其为本发明一实施例的功率 因数修正升压转换器的切换频率调制方法的流程图。功率因数修正升压转换 器会根据脉波宽度调制信号调整输出至电压转换器的电力。同时，功率因数 修正升压转换器会检测功率因数修正升压转换器的输出负载(步骤S110)，并 且根据输出负载的变化调整脉波宽度调制信号的频率。当检测到功率因数修 正升压转换器的输出负载提高时，提高脉波宽度调制信号的频率(步骤S120、 S140)；当检测到功率因数修正升压转换器的输出负载降低时，降低脉波宽度 调制信号的频率(步骤S120、S130)。输出负载的判断可由功率因数修正升压 转换器的输出负载电流与输出负载电压决定，因此脉波宽度调制信号的频率 会依据功率因数修正升压转换器的输出负载电流与输出负载电压调整。本切 换频率调制方法的其余实施细节可以参照上述第一实施例与第二实施例的 说明，在此不加赘述。

接下来，请参照图13，其为使用本发明一实施例的功率因数修正升压转 换器与传统功率因数修正升压转换器的效率数据比较图。测试条件的交流输 入电源为100V，频率60HZ。在未使用本发明的切换频率调制技术的情况下， 传统的功率因数修正升压转换器的切换频率(Fs)为66KHz，在20％负载(轻载) 下，其输入功率(Pin)为72.05W(瓦特)；在50％负载(中载)下，其输入功率为 176.7W。使用本发明的技术进行切换频率调整后，在20％负载下，其输入功 率为71.15W，本发明可改善的切换损失为0.9W，可改善的转换效率为1.1％。 在50％负载下，其输入功率为175.8W，本发明可改善的切换损失为0.9W， 可改善的转换效率为0.45％。由图13可知，本发明的功率因数修正升压转换 器实际上具有改善输入功率的效果。

上述NMOS晶体管表示N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(N  channel metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)；NPN晶体管表示 NPN双极结型晶体管(NPN bipolar junction transistor)；PNP晶体管表示PNP 双极结型晶体管(PNP bipolar junction transistor)。控制电路110可以使用不同 的控制器(控制芯片)实现，其周边电路依照不同控制器而有不同的设计并不 限制于上述实施例中。本技术领域普通技术人员应可经由元件说明书得知不 同的周边电路架构，在此不加赘述。

此外，值得注意的是，上述元件之间的耦接关系包括直接或间接的电性 连接，只要可以达到所需的电信号传递功能即可，本发明并不受限。上述实 施例中的技术手段可以合并或单独使用，其元件可依照其功能与设计需求增 加、去除、调整或替换，本发明并不受限。在经由上述实施例的说明后，本 技术领域普通技术人员应可推知其实施方式，在此不加赘述。

综上所述，本发明的功率因数修正升压转换器通过一控制单元，致使转 换器的切换频率为可调制的，可以依据负载的大小来调整切换频率，借此可 以减少在轻、中载(例如20％负载或50％负载)时的切换损失。以320W的电 源供应器为例，本发明约可减少0.9W的切换损失，对于整体效率的提升大 有帮助。

虽然本发明的较佳实施例已揭示如上，然而本发明并不受限于上述实施 例，任何所属技术领域中普通技术人员，在不脱离本发明所揭示的范围内， 当可作些许的更动与调整，因此本发明的保护范围应当以是否的权利要求所 界定的范围为准。