一种低压高精度带隙基准电压源

摘要

本发明涉及BJT以及CMOS晶体管电路技术领域，特别涉及一种低压高精度带隙基准电压源。所述电压源，包括第一电流产生电路、第二电流产生电路、第三电流产生电路和电流叠加电路；第一电流产生电路，用于产生一路与温度变化呈正比例关系的电流；第二电流产生电路，用于产生一路一阶温度系数为负，二阶温度系数为正的电流；第三电流产生电路，用于产生一路一阶温度系数为负，二阶温度系数为负的电流；电流叠加电路，用于将所产生的三路电流叠加，叠加后的电流通过电阻提供输出所需的基准电压。本发明改善了带隙基准电压源的精度，并使输出基准电压可根据实际需要进行调整，使整个带隙基准电压电路能够在较低的电源电压下正常工作。

说明书

技术领域

本发明涉及BJT以及CMOS晶体管电路技术领域，特别涉及一种低压高精 度带隙基准电压源。

背景技术

现有技术中存在一种如图1所示的传统带隙基准电压源电路，包括三极晶 体管Q1和Q2，误差放大器OP，反馈电阻R1和R2，调整电阻R3；晶体管Q1 和Q2的发射极模拟接地AVSS，放大器两个输入端分别连接节点A和B，输出 端连接V_OUT，同时连接电阻R1和R2。图1所示的带隙基准电路的工作原理如 下：

放大器OP工作于深度负反馈，两个输入端分别连接节点A和B，使两点电 压相等，放大器OP输出端连接V_OUT，同时连接两个阻值相同的电阻R1和R2， 使流过Q1和Q2的两路电流相等，从而得到：

V_BE1-V_BE2＝I₂R₃＝V_TInN(1)；

若节点A和B的电压不完全相等，误差放大器OP将节点A和节点B的电 压进行比较后，将其差值ΔV放大后得到ΔVmax，ΔVmax使流过晶体管Q1 和Q2的电流发生不同程度的改变，电阻R3的压降也随之改变，从而，使节点 A与节点B的电压近似相等，进而，使得输出电压V_OUT的电压值趋于恒定为：

$V_{\mathrm{REF}}=V_{\mathrm{BE}2}+\left(V_T\ln N\right)(1+\frac{R_2}{R_3})---\left(2\right),$

公式(2)第一项的一阶温度系数为-1.5mV/℃，第二项V_T具有正温度系数 为0.086mV/℃，适当选取N及电阻R2和R3的比值，可以得到零温度系数的输 出电压VREF。

图1所示电路存在以下两个问题，首先，通常V_REF为1.25V左右，不能应 用在低压电路中；其次，该方法没有补偿V_BE的二阶温度系数，其温度系数通 常被限制在几十个ppm/℃。

现有技术还存在一种如图2所示的带隙电路，该带隙电路中M1，M2和M3 组成电流镜，放大器OP1处于深度负反馈状态，使AB两点电压相等，为V_BE， 即流过R2的电流为V_BE/R2，具有负温度系数，而通过电阻R1的电流是与V_T成正比例关系的电流，两路电流之和流过M2，被复制到I3，则电阻R3两端电 压为：

$V_{\mathrm{REF}}=\frac{R_3}{R_2}{V}_{\mathrm{BE}}+\frac{R_3}{R_1}{V}_T\ln N---\left(3\right);$

适当选取N，R1，R2和R3可以得到零温度系数的输出电压V_REF，并且输 出电压的温度系数与R3相独立，即输出的带隙基准电压可以调节。

但是如图2所示的电路只有一阶温度系数补偿，没有二阶补偿，所以温度 系数通常为10-20ppm/℃。

发明内容

本发明的目的在于提供了一种低压高精度带隙基准电压源，有效的改善了 带隙基准电压源的精度，且使输出基准电压可以根据实际需要进行调整。

本发明解决上述技术问题的技术方案如下：

一种低压高精度带隙基准电压源，包括第一电流产生电路、第二电流产生 电路、第三电流产生电路和电流叠加电路；

所述第一电流产生电路，用于产生一路随温度变化呈特定关系的电流，所 述第一电流产生电路中电流与温度的关系为：与温度变化呈正比例关系；

所述第二电流产生电路，用于产生一路随温度变化呈特定关系的电流，所 述第二电流产生电路中电流与温度的关系为：一阶温度系数为负，二阶温度系 数为正；

所述第三电流产生电路，用于产生一路随温度变化呈特定关系的电流，所 述第三电流产生电路中电流与温度的关系为：一阶温度系数为负，二阶温度系 数为负；

所述电流叠加电路，用于将所述第一电流产生电路、所述第二电流产生电 路和所述第三电流产生电路所产生的三路电流叠加，叠加后的电流通过调节电 阻提供输出所需的基准电压；

所述电流叠加电路，利用所述三路电流产生电路产生的电流温度系数的特 征，通过调节三路电流的比例，使叠加电流的一阶和二阶温度系数为零，产生 一阶和二阶温度系数为零的基准电压。

上述方案中，所述第一电流产生电路包括三极管Q1和三极管Q2，电阻R1， 电流镜管M2和M3，放大器OP1；三极管Q1的发射极通过电阻R1与电流镜 管M2的集电极连接，三极管Q2的发射极与电流镜管M3的集电极连接，电流 镜管M2和电流镜管M3的发射极分别连接电源电压V_DD，三极管Q1和三极管 Q2的集电极分别接地；放大器OP1两个输入端分别连接电阻R1与电流镜管 M2之间的节点A和三极管Q2与电流镜管M3之间的节点B，放大器OP1的输 出端分别与电流镜管M2和电流镜管M3的栅极连接，控制电流镜管M2和电流 镜管M3的栅电压，形成反馈环路。

上述方案中，所述第二电流产生电路包括电流镜管M1，负载管M11，电阻 R2，放大器OP21，反馈管M9，电流镜管M5；电流镜管M1的源极连接VDD， 电流镜管M1的栅极连接电流镜管M2和电流镜管M3的栅极，电流镜管M1的 漏极连接放大器OP21的正输入端和负载管M11的漏极和栅极，负载管M11呈 二极管连接方式，负载管M11的源极和电阻R2的一端共同接地，电阻R2另一 端接反馈管M9的源极和放大器OP21的负输入端，放大器OP21的输出端接反 馈管M9的栅极，反馈管M9漏极接电流镜管M5的栅极和漏极，电流镜管M5 的源极接VDD，且呈二极管连接方式，放大器OP21与反馈管M9、电阻R2以 及负载管M11构成反馈环路。

上述方案中，所述第三电流产生电路包括三极管Q2，电阻R3，放大器OP22， 反馈管M10，电流镜管M7；放大器OP22的正输入端接三极管Q2的发射极， 放大器OP22的负输入端接反馈管M10的源极和电阻R3的一端，电阻R3的另 一端接地，放大器OP22的输出端接反馈管M10的栅极，反馈管M10的漏极接 电流镜管M7的漏极和栅极，电流镜管M7源极接VDD，且呈二极管连接方式， 放大器OP22与反馈管M10、电阻R3以及三极管Q2构成反馈环路。

上述方案中，所述电流叠加电路包括电阻R4，电流镜管M4，电流镜管M6 和电流镜管M8；电流镜管M4、电流镜管M6和电流镜管M8的源极接VDD， 漏极接电阻R4的一端，栅极分别接电流镜管M3、电流镜管M5和电流镜管M7 的栅极，电阻R4另一端接地。

上述方案中，所述电流镜管M1，电流镜管M2，电流镜管M3和电流镜管 M4具有相同的宽长比，且为电流镜连接。

上述方案中，所述负载管M5和电流镜管M6具有相同的宽长比，且为电流 镜连接。

上述方案中，所述负载管M7和电流镜管M8具有相同的宽长比，且为电流 镜连接。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明提供的带隙基准电压源电路由于采用三路温度特性不同的电流叠加 的方式，使叠加之后的电流的一阶和二阶温度系数趋于零，因此使输出的基准 电压的温度系数远小于现有技术中输出电压的温度系数，有效的改善了带隙基 准电压源的精度；并且，本发明提供的带隙基准电路采用的结构，使输出基准 电压可以根据实际需要进行调整，并且由于放大器可以正常工作在低压电路中， 因此，整个带隙基准电压电路能够在较低的电源电压下正常工作。

附图说明

图1为现有技术中的一种带隙基准电压源的电路图；

图2为现有技术中的另一种带隙基准电压源的电路图；

图3为本发明实施例提供的带隙基准电压源的电路图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发 明，并非用于限定本发明的范围。

如图3所示，本发明实施例提供一种低压高精度带隙基准电压源，包括第 一电流产生电路、第二电流产生电路、第三电流产生电路和电流叠加电路；

第一电流产生电路，用于产生一路随温度变化呈特定关系的电流，该电流 与温度的关系为：与温度变化呈正比例关系；

第二电流产生电路，用于产生一路随温度变化呈特定关系的电流，该电流 与温度的关系为：一阶温度系数为负，二阶温度系数为正；

第三电流产生电路，用于产生一路随温度变化呈特定关系的电流，该电流 与温度的关系为：一阶温度系数为负，二阶温度系数为负；

电流叠加电路，用于将上述三路电流产生电路所产生的三路电流叠加，叠 加电流通过调节电阻提供输出所需的基准电压；

上述四部分电路中，电流叠加电路利用三路电流产生电路产生的电流温度 系数的特征，通过调节三路电流的比例，使叠加电流的一阶和二阶温度系数为 零，产生一阶和二阶温度系数为零的基准电压。

其中，第一电流产生电路包括三极管Q1和三极管Q2，电阻R1，电流镜管 M2和M3，放大器OP1；三极管Q1的发射极通过电阻R1与电流镜管M2的集 电极连接，三极管Q2的发射极与电流镜管M3的集电极连接，电流镜管M2和 电流镜管M3的发射极分别连接电源电压V_DD，三极管Q1和三极管Q2的集电 极分别接地；放大器OP1两个输入端分别连接电阻R1与电流镜管M2之间的节 点A和三极管Q2与电流镜管M3之间的节点B，放大器OP1的输出端分别与 电流镜管M2和电流镜管M3的栅极连接，控制电流镜管M2和电流镜管M3的 栅电压，形成反馈环路。

第二电流产生电路包括电流镜管M1，负载管M11，电阻R2，放大器OP21， 反馈管M9，负载管M5；电流镜管M1的源极连接VDD，栅极连接电流镜管 M2和M3的栅极，漏极连接放大器OP21的正输入端和负载管M11的漏极和栅 极，负载管M11呈二极管连接方式，负载管M11的源极和电阻R2的一端接地， 电阻R2另一端接反馈管M9的源极和放大器OP21负输入端，放大器OP21的 输出端接反馈管M9的栅极，反馈管M9漏极接电流镜管M5的栅极和漏极，电 流镜管M5源极接VDD，呈二极管连接方式，放大器OP21与反馈管M9、电阻 R2以及负载管M11构成反馈环路。

第三电流产生电路包括三极管Q2，电阻R3，放大器OP22，反馈管M10， 负载管M7；放大器OP22的正输入端接三极管Q2的发射极，负输入端接M10 的源极和电阻R3的一端，电阻R3的另一端接地，放大器OP22输出端接反馈 管M10的栅极，反馈管M10的漏极接电流镜管M7的漏极和栅极，电流镜管 M7源极接VDD，且呈二极管连接方式，放大器OP22与反馈管M10、电阻R3 以及三极管Q2构成反馈环路。

电流叠加电路包括电阻R4，电流镜管M4，电流镜管M6和电流镜管M8； 电流镜管M4，M6和M8的源极接VDD，漏极接电阻R4的一端，栅极分别接 电流镜管M3，M5和M7的栅极，电阻R4的另一端接地。

本实施例中，电流镜管M1，电流镜管M2，电流镜管M3和电流镜管M4 具有相同的宽长比，且为电流镜连接；负载管M5和电流镜管M6具有相同的宽 长比，且为电流镜连接；负载管M7和电流镜管M8具有相同的宽长比，且为电 流镜连接。

本发明实施例提供的带隙基准电压源的工作原理为：

第一电流产生电路中的放大器OP1两个输入端分别连接节点A和节点B， 放大器OP1的输出端控制电流镜管M1，M2，M3，M4构成的电流镜的栅电压， 形成反馈环路，放大器OP1工作在深度负反馈使得A、B两点的电压相等，即

V_A＝V_B(4)；

由于电流镜管M1，M2，M3和M4具有相同的宽长比，而且它们是电流镜 连接，因此

$I_2=\frac{V_{\mathrm{BE}2}-V_{\mathrm{BE}1}}{R_1}=\frac{V_T\ln 2N}{R_1}---\left(5\right),$

V_BE1和，V_BE2是三级管Q₁和，Q₂的基极-发射极电压，N是Q₁和Q₂面积 的比值。

I₂正比于V_T，即I₂是与绝对温度成正比的电流；

第二电流产生电路中的放大器OP21与反馈管M9、电阻R2以及负载管M11 构成的反馈环路使得电阻R2两端的电压为V_GS，因此，流过负载管M5和反馈 管M9的电流I₅为

$I_5=\frac{V_{\mathrm{GS}}}{R_2}---\left(6\right);$

假设负载管M11工作在强反型区，由MOS器件的平方率关系，得到

$V_{\mathrm{GS}}=\sqrt{\frac{2I_1}{u_n{C}_{\mathrm{ox}}{(W/L)}_{11}}}+V_T---\left(7\right);$

其中Un为NMOS的中载流子迁移率，Cox为栅和沟道之间的氧化层电容， W/L为MOS管的宽长比。

由于受电离杂质散射和声学波散射的影响，迁移率Un与温度有着复杂的关 系，在强反型区，当温度在300K以上时，反型层内的有效迁移率与温度有T^-2的幂指数关系，阈值电压V_T也与温度有复杂的关系；它们共同的影响使得V_GS在一段温度范围内的一阶温度系数负，二阶温度系数为正；不妨设

V_GS＝β₀+β₁T+β₂T²(8)，

其中β₀＞0，β₂＞0，β₁＜0。

假设忽略电阻R2的温度系数时，I₅具有负的一阶温度系数和正的二阶温度 系数。负载管M5和电流镜管M6构成电流镜且具有相同的宽长比，因此

I₆＝I₅(9)；

第三电流产生电路中的放大器OP22与反馈管M10、电阻R3以及三极管 Q2构成的反馈环路使得电阻R3两端的电压为V_BE2，因此流过反馈管M10、电 阻R3和负载管M7的电流I₇为

$I_7=\frac{V_{\mathrm{BE}2}}{R_3}---\left(10\right),$

V_BE2具有一阶温度系数和二阶温度系数都为负值，不妨设

V_BE2＝α₀+α₁T+α₂T²(11)，

其中，α₀＞0，α₁＜0，α₂＜0，假设忽略电阻的温度系数时，I₇具有负的一 阶温度系数和负的二阶温度系数。负载管M7和电流镜管M8构成电流镜且具有 相同的宽长比，因此

I₈＝I₇(12)；

电流叠加电路包括电阻R4，电流镜管M4，M6和M8，3个放大器形成3 个反馈环路，产生3路电流I₄，I₆和I₈流过电阻R4，得到的输出电压V_REF为

$V_{\mathrm{REF}}=(I_4+I_6+I_8)R_4=\left(V_T\ln 2N\right)\frac{R_4}{R_1}+V_{\mathrm{GS}}\frac{R_4}{R_2}+V_{\mathrm{BE}2}\frac{R_4}{R_3}---\left(13\right)$

将公式(8)、(11)代入(13)，于是得到

$V_{\mathrm{REF}}=({\alpha }_0\frac{R_4}{R_2}+{\beta }_0\frac{R_4}{R_3})+(\frac{k}{q}\ln 2N+{\alpha }_1\frac{R_4}{R_2}+{\beta }_1\frac{R_4}{R_3})T+({\alpha }_2\frac{R_4}{R_2}+{\beta }_2\frac{R_4}{R_3})T^2---\left(14\right)$

适当调节公式(14)中的N，R4/R2以及R4/R3的值，使温度的一阶系数 和二阶系数均为零，能够产生二阶补偿的零温度系数参考电压。

本发明提供的带隙基准电压源电路与图1所示的带隙基准电压源电路相比， 由于采用三路温度特性不同的电流叠加的方式，使叠加之后的电流的一阶和二 阶温度系数趋于零，因此使输出的基准电压的温度系数远小于图1所示电路的 输出电压的温度系数，有效的改善了带隙基准电压源的精度；并且，本发明提 供的带隙基准电路采用的结构，使输出基准电压可以根据实际需要进行调整， 并且由于放大器可以正常工作在低压电路中，因此，整个带隙基准电压电路能 够在较低的电源电压下正常工作。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领 域的技术人员来说，本发明可有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之 内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。