单相电压型交直流变换装置以及互连系统

摘要

本发明的目的在于提供一种在能够应对直流电压的变化的同时，能够自由地控制无效电力，并且可以自律并行运行的单相电压型交直流变换装置，及利用该单相电压型交直流变换装置的互连系统。本发明的单相电压型交直流变换装置根据直流端子的直流电压检测值和直流电压指令值的差生成第2轴电压指令，用该第2轴电压指令增减有效电力来控制直流输出。例如，当直流端子的直流电压检测值比直流电压指令低的情况下，通过降低有效电力使直流端子的电压上升，相反当直流端子的直流电压检测值比直流电压指令高的情况下，通过增加有效电力降低直流端子的直流电压检测值。

说明书

技术领域

本发明涉及可以适用于成为电力系统的电源的系统连接装置和 无停电电源装置的单相电压型交直流变换装置以及具备它的互连系统 (interconnection system)。

背景技术

已知有与电力系统连接，能够把自动地调整电压、频率以及相位 将直流变换为交流的电力提供给电力系统的单相电压型交直流变换装 置(例如，参照专利文献1)。

[专利文献1]特开2009-219263号公报

[专利文献2]特开2009-201224号公报

[非专利文献1]电气学会产业应用部门论文杂志第118卷12号 1998年12月号“采用误差跟踪式PWM和双电荷层电容器的系统连接 型蓄电装置”

专利文献1的单项电压型交直流变换装置这样动作：将从直流一 侧注入的电力变换为交流，作为有效电力输出到系统，将从交流一侧 注入的电力变换为直流，作为有效电力向直流一侧输出。此时，要求 对专利文献1的单相电压型交直流变换装置有一定的直流电压的输 入。因此，如果将近年来普及的太阳能发电那样输出的直流电压变化 的直流设备直接连接到专利文献1的单相电压型交直流变换装置，则 当直流电压下降大于等于规定值的情况下，交流输出(电压、频率以 及相位)的控制变得困难。

另一方面，已知有控制变化的直流电压能够将直流变换为交流的 逆变器(例如，参照非专利文献1)。图1是说明记载在非专利文献1 中的逆变器的图。图2是说明图1的自动电压调整器(dc-AVR)的详 细的图。在图1的逆变器上设定有直流端子电压的目标值即直流电压 指令值V_D^＊。自动电压调整器将直流电压指令值V_D^＊和直流端子的直 流电压检测值V_D的差信号输入到具有低通特性的放大器。自动电压 调整器在放大器的输出上加算在直流端子上的直流电流值(前馈)。 而后，自动电压调整器在用前馈得到的信号上乘以与系统同步的标准 正弦波信号(PCC电压)得到PWM指令j(t)。自动电压调整器根 据PWM指令j(t)生成选通信号。

但是，非专利文献1的逆变器为了将检测出的直流电压和指定值 的差作为PWM指令进行前馈因而不能自律并行运行(autonomous  parallel operation)。

这样，专利文献1的单相电压型交直流变换装置在变化的直流电 压的输入中存在问题，非专利文献1的逆变器存在不能自律并行运行 的问题。

发明内容

因而，为了解决上述课题，本发明的目的在于提供一种在能够应 对直流电压的变化的同时，能够自由地控制无效电力，并且可以自律 并行运行的单相电压型交直流变换装置，及利用该单相电压型交直流 变换装置的互连系统。

为了实现上述目的，本发明的单相电压型交直流变换装置根据测 定到的无效电力值和所设定的无效电力指令值的差生成第1轴指令， 根据检测到的直流电压和所设定的直流电压指令的差生成第2轴电压 指令，通过增减有效电力进行直流电压控制。

具体地说，本发明的单相电压型交直流变换装置包括：单相电压 型交直流变换电路，从交流端子看具有内部等价阻抗，依照基于PWM 指令发生的选通信号的脉冲宽度将来自与直流端子连接的直流电压源 的电力变换为单相交流电力并从上述交流端子输出，或者将来自与上 述交流端子连接的单相交流源的单相交流电力变换为直流电力并从上 述直流端子输出；相位差生成电路，具有让上述交流端子的单相交流 输出电压的相位延迟，发生延迟单相交流电压的相位延迟单相交流电 压发生器，基于上述延迟单相交流电压生成与上述交流端子的单相交 流输出电压和上述单相电压型交直流变换电路的内部电动势的相位差 相应的相位差电压；上位电压控制电路，输入与上述交流端子的单相 交流输出电压的振幅有关的第1轴电压指令以及与上述交流端子的单 相交流频率有关的第2轴电压指令，基于上述第1轴指令电压、上述 第2轴指令电压、来自上述相位差生成电路的相位差电压以及上述交 流端子的单相交流输出电压，输出为了使上述交流端子的单相交流输 出电压的振幅接近于上述第1轴电压指令而生成的电压指令信号，以 及为了使上述交流端子的单相交流频率接近于上述第2轴电压指令而 生成的频率指令信号；频率控制电路，基于上述交流端子上的单相交 流输出频率的标准频率、来自上述上位电压控制电路的频率指令信号 以及来自上述相位差生成电路的输出信号，决定上述单相电压型交直 流变换电路的上述内部电动势的电角度，进行生成电角的生成；下位 电压控制电路(subordinate voltage control circuit)，基于上述交流 端子的单相交流输出电压、上述频率控制电路的生成电角以及来自上 述上位电压控制电路的电压指令信号，将为了使上述单相交流输出电 压的振幅、频率以及相位接近于上述交流端子上的单相交流输出电压 的标准电压、上述电压指令信号以及上述生成电角的合成值而生成的 信号作为上述PWM指令输出；指令值计算电路，对指定上述直流端 子的电压的直流电压指令值进行设定，检测上述直流端子的电压即直 流电压检测值，计算上述直流电压指令值和上述直流电压检测值的差 以作为上述第2轴电压指令。

本发明的单相电压型交直流变换装置根据直流端子的直流电压 检测值和直流电压指令值的差生成第2轴电压指令，用该第2轴电压 指令增减有效电力来控制直流电压。例如，当直流端子的直流电压检 测值比直流电压指令低的情况下，通过降低有效电力使直流端子的电 压上升，相反当直流端子的直流电压检测值比直流电压指令高的情况 下，通过增加有效电力使直流端子的直流电压检测值下降。

在单相电压型交直流变换装置中有第1轴电压指令V₁^＊和第2轴 电压指令V₂^＊的2个指令值。在专利文献1的有效电力无效电力控制 (PQ控制)的情况下，将有效电力控制(P控制)的输出信号作为第 2轴电压指令，将无效电力控制(Q控制)的输出信号作为第1轴电 压指令。

本发明的单相电压型交直流变换装置如图3所示的那样将直流电 压控制的输出信号作为第2轴电压指令V₂^＊，将无效电力控制(Q控 制)的输出信号作为第1轴电压指令V₁^＊，同时控制直流电压和无效 电力。

因而，本发明能够提供在应对直流电压的变化的同时，可以自由 地控制无效电力，并且可以自律运行的单相电压型交直流变换装置。

本发明的单相电压型交直流变换装置的上述指令值计算电路的 特征在于：用低通特性电路计算上述直流电压指令值和上述直流电压 检测值的差。

上述指令值计算电路的上述低通特性电路的特征在于：具有式1 的特性。

[式1]

${\hat{V}}_2^{*}\left(s\right)=-\frac{K_{\mathrm{dc}}}{1+T_{\mathrm{Kdc}}·s}({\hat{V}}_D^{*}\left(s\right)-{\hat{V}}_D\left(s\right))---\left(1\right)$

在此，V₂^＊是第2轴电压指令，V_D^＊是直流电压指令值，V_D是直 流电压检测值，s是拉普拉斯变换的变量，Kdc是比例增益，T_Kdc是 一次延迟时间常数，^表示拉普拉斯变换。

本单相电压型交直流变换装置的指令值计算电路用低通特性电 路截去直流电压检测值和直流电压指令值的差的高频成分，对其放大 后作为单相电压型交直流变换电路的第2轴电压指令。而且，即使在 低通特性电路中作为一次延迟时间常数T_Kdc＝0未截去高频成分的情 况下，指令计算电路也能够生成第2轴电压指令。本指令计算电路与 使用以后说明的积分电路的指令值计算电路相比过度应答好。

本发明的单相电压型交直流变换装置的上述指令计算电路的特 征在于：用积分电路计算上述直流电压指令值和上述指令电压检测值 的差。

上述指令值计算电路的上述积分电路的特征在于：具有式2的特 性。

[式2]

${\hat{V}}_2^{*}\left(s\right)=-\frac{1}{T_{\mathrm{dc}}·s}({\hat{V}}_D^{*}\left(s\right)-{\hat{V}}_D\left(s\right))---\left(2\right)$

在此，V₂^＊是第2轴电压指令，V_D^＊是直流电压指令值，V_D是直 流电压检测值，s是拉普拉斯变换的变量，T_dc是积分时间常数，^表 示拉普拉斯变换。

本单相电压型交直流变换装置的指令值计算电路对直流电压检 测值和直流电压指令值的差进行积分，作为单相电压型交直流变换电 路的第2轴电压指令。本指令值计算电路与使用上述低通特性电路的 指令值计算电路相比，在定常状态下的直流电压偏差小。

本发明的单相电压型交直流变换装置的上述指令值计算电路的 特征在于：用将低通特性电路和积分电路并联的并联电路计算上述直 流电压指令值和上述直流电压检测值的差。

上述指令值计算电路的上述并联电路的特征在于：具有式3的特 性。

[式3]

${\hat{V}}_2^{*}\left(s\right)=(-\frac{K_{\mathrm{dc}}}{1+T_{\mathrm{Kdc}}·s}-\frac{1}{T_{\mathrm{dc}}·s})({\hat{V}}_D^{*}\left(s\right)-{\hat{V}}_D\left(s\right))---\left(3\right)$

在此，V₂^＊是第2轴电压指令，V_D^＊是直流电压指令值，V_D是直 流电压检测值，s是拉普拉斯变换的变量，Kdc表示比例增益，T_Kdc是一次延迟时间常数，T_dc是积分时间常数，^表示拉普拉斯变换。

本指令值计算电路因为将低通特性电路和积分电路并联，所以能 够谋求兼顾过度应答和定常偏差。

本发明的单相电压型交直流变换装置的特征在于还包括：直流电 流检测电路，检测上述直流端子的直流电流值，上述指令值计算电路 在计算上述直流电压指令值和上述直流电压检测值的差时加上上述直 流电流检测电路检测出的上述直流电流值。本发明的单相电压型交直 流变换装置通过前馈上述直流电流值能够迅速地使直流端子的电压向 直流电压指令值收敛。

另外，本发明的互连系统具备：上述单相电压型交直流变换装置、 经由DC/DC变换器连接于上述单相电压型交直流变换装置的上述直 流端子，在和上述直流端子之间进行直流电力的授受的n台(n是任 意的自然数)直流设备。

上述单相电压型交直流变换装置可以自律变形运行，能够将直流 电压抑制在所希望值。因此，本互连系统能够将交流端子连接到电力 系统，在直流端子上经由DC/DC变换器连接输出电压变化的直流能 量源和负荷。

因而，本发明能够提供利用上述单相电压型交直流变换装置的互 连系统。

本发明能够提供在应对直流电压的变动的同时，自由地抑制无效 电力，并且可以自律并行运行的单相电压型交直流变换装置，以及利 用该单相电压型交直流变换装置的互连系统。

附图说明

图1是说明以往的逆变器的图。

图2是说明自动电压调整器(dc-AVR)的详细的图。

图3是说明本发明的单相电压型交直流变换装置中的直流电压和 无效电力的同时控制的图。

图4是本发明的单相电压型交直流变换装置的概略构成图。

图5是本发明的单相电压型交直流变换装置的概略构成图。

图6是本发明的单相电压型交直流变换装置的概略构成图。

图7是本发明的单相电压型交直流变换装置具备的单相电压型交 直流变换电路的概略构成图。

图8是本发明的单相电压型交直流变换装置具备的单相电压型交 直流变换电路的概略构成图。

图9是本发明的单相电压型交直流变换装置具备的交流电力测定 器的概略构成图。

图10是本发明的单相电压型交直流变换装置具备的交流电力测 定器的概略构成图。

图11是表示本发明的单相电压型交直流变换装置中的控制块的 连接关系的图。

图12是本发明的单相电压型交直流变换装置具备的相位差生成 电路的概略构成图。

图13是说明本发明的单相电压型交直流变换装置具备的指令值 计算电路的图。

图14是说明本发明的单相电压型交直流变换装置具备的指令值 计算电路的图。

图15是说明本发明的单相电压型交直流变换装置具备的指令值 计算电路的图。

图16是说明本发明的单相电压型交直流变换装置具备的指令值 计算电路的图。

图17是说明本发明的单相电压型交直流变换装置具备的指令值 计算电路的图。

图18是说明本发明的单相电压型交直流变换装置具备的指令值 计算电路的图。

图19是说明本发明的互连系统的构成的图。

图20是本发明的单相电压型交直流变换装置中的模拟结果。

附图标记说明

11：单相电压型交直流变换装置；21：直流端子；22：交流端子； 30：相位差生成电路；31：输出电压检测电路；33-1～33-3：端子；34： 输出电流检测电路；35：相位延迟单相交流电压生成器；36：相位差 电压发生器；38：变流器；40：单相电压型交直流变换电路；40-1、 40-2：单相电压型交直流变换电路；41：选通信号发生器；42：单相 电压型交直流变换部；43：电流检测电路；44：电压检测电路；45： 单相交流滤波器电路；50：频率控制电路；51：标准频率设定器；53： 环路滤波器；55：时间积分器；56：第二加法器；57：生成电角；58： 第三加法器；60：下位电压控制电路；61：标准电压设定器；62：第 一加法器；63：第三减法器；64：电压控制器；65：第二乘法器；66： 滤波器电流补偿器；67：PWM电流偏差补偿器；68：前馈放大器； 69：第四加法器；70：上位电压控制电路；71a：第一减法器；71b： 第二减法器；72a：第一上位控制放大器；72b：第二上位控制放大器； 73：第一乘法器；120-1：第1轴电压指令值；120-2：第2轴电压指 令值；121：限幅器；140：交流电力测定器；141：标准频率电路；142： 电压相位延迟电路；143：电流相位延迟电路；144：电力计算电路； 145：有效电力值测定电路；146：无效电力值测定电路；147-1、147-2、 147-3、147-4：乘法器；148-1：加法器；148-2：减法器；149-1、149-2： 低通滤波器；150：电力控制电路；151、152：指令值计算电路；152a： 低通特性电路；152b：积分电路；152c：并联电路；153、154：加法 电路；161：直流电压检测电路；162：直流电流检测电路；202：DC/DC 变换器；203：直流设备；301：互连系统；B1：上位指令矢量；B2： 上位控制块；B3：ac-AVR块；B4：ETM-PWM块；B5：主开关。

具体实施方式

参照附图说明本发明的实施方式。以下说明的实施方式是本发明 的实施例，本发明并不限于以下的实施方式。而且，在本说明书以及 附图中符号相同的构成要素作为表示相互相同的要素。

[单相电压型交直流变换装置]

图11是示例单相电压型交直流变换装置中的控制块的连接关系 的图。包含上位指令矢量B1、上位控制块B2、ac-AVR块B3、 ETM-PWM块B4以及主开关B5。对于ac-AVR块B3通过适用将在 专利文献2中记载的内部等价阻抗作为阻抗主体的单相ac-AVR，在 与逆变器的输出电路连接的变压器上没有偏磁的担心。进而因为能够 将内部等价阻抗作为阻抗成分和电感成分的并联电路所以设计上的自 由度增加。

在图4以及图5中表示本实施方式的单相电压型交直流变换装置 的概略构成图，对于用图1所示的各块进行更详细地说明。

图4所示的单相电压型交直流变换装置11具备：

单相电压型交直流变换装置40，从交流端子22看具有内部等价 阻抗，与根据PWM指令发生的选通信号的脉冲宽度相应地用直流端 子21接收来自直流电压源(未图示)的电力并将其变换为单相交流电 力后从交流端子22输出；

相位差生成电路30，具有发生相对交流端子22的单相交流输出 电压使相位延迟的延迟单相交流电压的相位延迟单相交流电压生成 器，根据上述延迟单相交流电压生成与交流端子22的单相交流输出电 压和单相电压型交直流变换电路40的内部电动势的相位差相应的相 位差电压；

电力控制电路150，根据指定直流端子21的电压的直流电压指令 值以及相对交流端子22的单相输出电力的无效电力值的无效电力指 令值，以及检测出直流端子21的电压的直流电压检测值以及交流端子 22的单相输出电力的无效电力测量值，为了使直流端子21的直流电 压接近于直流电压指令值，以及为了使交流端子22的单相输出电力的 无效电力值接近于无效电力指令值，输出控制交流端子22的单相输出 电压的振幅的第1轴电压指令值120-1以及控制交流端子22的单相输 出电压的频率的第2轴电压指令值120-2；

上位电压控制电路70，根据来自电力控制电路150的第1轴电压 指令值120-1以及第2轴电压指令值120-2、来自相位差生成电路30 的相位差电压以及交流端子22的单相交流输出，输出为了使交流端子 22的单相交流输出电压的振幅以及频率接近于第1轴电压指令值 120-1以及第2轴电压指令值120-2而生成的电压指令信号以及频率指 令信号；

频率控制电路50，根据在交流端子22中的单相交流输出频率的 标准频率、来自上位电压控制电路70的频率指令信号以及来自相位差 生成电路30的相位差电压进行生成电角的生成，使单相电压型交直流 变换电路40的内部电动势的电角同步于生成电角；

下位电压控制电路60，根据交流端子22的单相交流输出电压、 来自频率控制电路50的生成值以及来自上位电压控制电路70的电压 指令值，将为了使单相输出电压的振幅、频率以及相位接近于交流端 子22中的单相交流输出电压的标准电压、上述电压指令信号以及上述 生成值的合成值而生成的信号作为上述PWM指令输出。

第1轴电压指令值120-1以及第2轴电压指令值120-2相当于图 11的上位指令矢量B1。上位电压控制电路70相当于图11的上位控 制块B2。下位电压控制电路60以及频率控制电路50相当于图11的 ac-AVR块B3。选通信号发生器41相当于图11的ETM-PWM块B4。 包含在单相电压型交直流变换电路40中的单相电压型交流变换部相 当于图11的主开关B5。

单相电压型交直流变换电路40与根据PWM指令用选通信号发 生器41发生的选通信号的脉冲宽度相应地将来自未图示的直流电压 源的电力变换为单相交流电力。直流电压源能够例举以蓄电池等单独 输出直流电压的电压源、以风力发电等的发电方法发电并整流输出直 流电压的电压源，或者控制直流电容器的电压输出直流电压的电压源。 这种情况下另外在输出电压检测电路31的连接点和交流端子22之间 进一步具备阻断电感器，可以经由阻断电感器从交流端子22输出单相 交流输出电压的各自。能够防止在单相电压型交直流变换电路40中的 PWM成分向交流端子22的流出。

图7以及图8表示单相电压型交直流变换电路的概略构成图。

图7所示的单相电压型交直流变换电路40-1具备：单相电压型 交直流变换部42，从交流端子22看具有内部等价阻抗，与选通信号 的脉冲宽度相应地用直流端子21接收来自直流电压源的电力并将其 变换为单相交流电力后输出；电流检测电路43，检测单相电压型交直 流变换部42的单相交流输出电流，输出根据单相交流输出电流的大小 生成的信号；选通信号发生器41，为了使PWM指令和来自电流检测 电路43的输出的差接近于零而发生选通信号并将其输出；单相交流滤 波器电路45，从单相电压型交直流变换部42的单相交流输出电压中 除去因在单相电压型交直流变换部42中的选通信号引起的高频成分 并输出。

另外，图8所示的单相电压型交直流变换电路40-2代替图7的 电流检测电路43，具备检测单相电压型交直流变换部42的单相交流 输出电压并输出依照单相交流输出电压的大小生成的信号的电压检测 电路44。这种情况下，选通信号发生器41发生并输出选通信号以使 PWM指令和来自电压检测电路44的输出的差接近于零。

图7以及图8所示的单相电压型交直流变换部42具有的内部等 价阻抗可以通过图4的单相电压型交直流变换装置11内的控制变量而 具有，也可以在图7以及图8的单相电压型交直流变换电路40-1、40-2 的输出上连接阻抗、电抗器或单相变压器或者它们的组合而具有。例 如，可以在单相电压型交直流变换电路40-1、40-2的单相输出上分别 串联连接电阻或者电抗器，进而也可以在连接了电阻的情况下在电阻 的后级分别串联连接电抗器。另外，也可以在单相电压型交直流变换 电路40-1、40-2的单相输出上连接单相变压器。另外，当在单相电压 型交直流变换电路40-1、40-2的单相输出上分别连接电抗器的情况下， 也可以在该电抗器的后级连接单相变压器。进而，当在单相电压型交 直流变换电路40-1、40-2的单相输出上分别连接电阻，在电阻的后级 分别串联连接电抗器的情况下，也可以在该电抗器的后面连接单相变 压器。这样由于单相电压型交直流变换电路40具有内部等价阻抗，因 而图4的单相电压型交直流变换装置11可以作为电压源与电力系统连 接运行。

通过将图4的单相电压型交直流变换电路40作为图7或者图8 所示的构成，单相电压型交直流变换装置11因为具备单相交流滤波器 电路45(图7以及图8)，所以能够从来自单相电压型交直流变换部 42的输出中除去起因于单相电压型交直流变换部42中的选通信号的 高频成分。另外，在电流检测电路43或者电压检测电路44中检测来 自单相电压型交直流变换部42的电流或者电压，在选通信号发生器 41中通过为了使PWM指令和来自电流检测电路43或者电压检测电 路44的输出的差接近于零而生成选通信号，能够控制成电流误差收敛 在允许误差内，或者能够让输出电压跟踪PWM指令。

图4的输出电压检测电路31检测交流端子22的单相交流输出电 压，分别输出到相位差生成电路30、下位电压控制电路60以及上位 电压控制电路70。另外，在输出电压检测电路31的前级上具备低通 滤波器，可以经由低通滤波器检测对输出电压检测电路31的单相交流 输出电压。能够从单相交流输出电压中除去PWM成分使单相电压型 交直流变换装置11的控制稳定化。另外，在输出电压检测电路31的 后级上具备低通滤波器，可以经由低通滤波器输出来自输出电压检测 电路31的输出电压。从来自输出电压检测电路31的输出电压中除去 PWM成分使单相电压型交直流变换装置11的控制稳定化。

图4的输出电流检测电路34经由变流器38检测交流端子22的 单相交流输出电流，将其输出到交流电力测定器140。

图4的相位差生成电路30生成与交流端子22的单相交流输出电 压VFIL(t)和单相电压型交直流变换电路40的内部电动势的相位差 相应的相位差电压。图12是相位差生成电路30的概略构成图的一个 例子。相位差生成电路30具有：相位延迟单相交流电压生成器35， 从由端子33-1输入的单相交流电压中生成延迟了规定相位的延迟单 相交流电压；相位差电压生成器36，从由端子33-1输入的单相交流 电压、来自相位延迟单相交流电压生成器35的延迟单相交流电压以及 从端子33-3输入的值中生成相位差电压；端子33-2，输出相位差电压。 在图12中，相位延迟单相交流电压生成器35使延迟单相交流电压的 相位延迟大致90°，但延迟的相位只要不是0°以及180°，任何角度都 可以。

在端子33-1上输入输出电压检测电路31检测到的单相交流输出 电压V_FIL(t)。在端子33-3上输入后述的频率控制电路50生成的生 成电角57。交流端子22的单相交流输出电压V_FIL(t)可以用式5表 示。

[式5]

$V_{\mathrm{FIL}}\left(t\right)=\sqrt{2}{E}_s·\sin ({\omega }_{S}t+{\theta }_S)$[V]

在此，ω_S：角频率[rad/s]，θ_S：相位角[rad]，E_S：有效值[V]。 并且，将相位角的标准设置在内部电动势。

当交流端子22的单相交流输出电压的角频率ω_S和单相电压型交 直流变换电路40的标准角频率ω_C0相等的情况下，单相交流输出电压 V_FIL(t)和相位延迟单相交流电压V”_FIL(t)的相位差变成90°，相 位延迟单相交流电压生成器35生成的相位延迟单相交流电压V”_FIL(t) 可以用式(6)表示。

[式6]

${V^{\prime \prime }}_{\mathrm{FIL}}\left(t\right)=V_{\mathrm{FIL}}(t-\frac{\pi }{2{\omega }_{\mathrm{co}}})=\sqrt{2}{E}_s·\sin ({\omega }_{s}t+{\theta }_s-\frac{{\mathrm{\pi \omega }}_s}{2{\omega }_{\mathrm{co}}})$

$=-\sqrt{2}{E}_s·\cos ({\omega }_{s}t+{\theta }_s)$

相位差电压生成器36根据单相交流输出电压V_FIL(t)、相位延 迟单相交流电压V”_FIL(t)以及频率控制电路50生成的生成值输出相 位差电压V_q(t)。相位差电压V_q(t)用式7表示。

[式7]

$V_q\left(t\right)=V_{\mathrm{FIL}}\left(t\right)·\cos {\theta }_i+{V^{\prime \prime }}_{\mathrm{FIL}}\left(t\right)·\sin {\theta }_i$

$=\sqrt{2}{E}_s\{\sin ({\omega }_{s}t+{\theta }_s-{\theta }_i)+\frac{\pi ({\omega }_{\mathrm{co}}-{\omega }_s)}{2{\omega }_{\mathrm{co}}}\sin ({\omega }_{s}t+{\theta }_s)\sin {\theta }_i\}$

$=\sqrt{2}{E}_s·\sin ({\omega }_{s}t+{\theta }_s-{\theta }_i)$

如果θ_i的角速度与ω_s相等，则式3成为常数。θ_s因为是内部等 价阻抗两端电压的相位差，所以一般较小。因而Vq(t)能够如式8 那样近似。

[式8]

$V_q\left(t\right)=\sqrt{2}{E}_s·{\theta }_s$

相位差生成电路30将生成的相位差电压分别输出到频率控制电 路50以及上位电压控制电路70。而且，在此虽然只表示ω_s和ω_co相 等的情况，但即使在不相等的情况下也能够得到同样的近似解，在实 际应用上没有问题。

频率控制电路50根据在交流端子22上的单相交流输出频率的标 准频率、来自上位电压控制电路70的频率指令信号以及来自相位差生 成电路30的输出信号，决定单相电压型交直流变换电路40的内部电 动势的电角。具体地说，如图5所示，第二加法器加算来自上位电压 控制电路70的频率指令信号和来自相位差生成电路30的相位差电压。 在第二加法器56输出的信号的频率成分上环路滤波器过滤涉及单相 交流输出电压的频率差的成分即低频成分。在环路滤波器53中附加的 低通过滤要素例如是一次延迟要素的延迟要素。由此，能够使反馈环 稳定。

另外，第三加法器58加算从标准频率设定器51输出的标准频率 和环路滤波器53的输出值。时间积分器55积分来自第三加法器58 的输出。通过时间积分器55时间积分来自第三加法器58的输出，得 到成为固定角度θ_i的输出电角57。

生成电角57通过下位电压控制电路60的第二乘法器65成为单 相电压型交直流变换电路40的内部电动势的电角。由此，能够让该旋 转角度跟踪电力系统的频率。

在此，在相位差生成电路30中，如上所述输出与交流端子22的 单相交流输出电压和单相电压型交直流变换电路40的内部电动势的 相位差相应的相位差电压。因此，可以认为在相位差生成电路30中的 信号处理相当于比较单相交流输出电压和来自频率控制电路50的生 成电角57的相位的相位比较处理。另外，可以认为加算来来自标准频 率设定器51的标准频率和来自环路滤波器53的输出值并进行积分的 信号处理相当于根据环路滤波器53的输出电压使生成电角57的值可 变的VCO(Voltage Controlled Oscillator：电压控制振荡器)的信号 处理。因此，可以认为相位差生成电路30以及频率控制电路50作为 全体进行生成电角57同步于交流端子22的单相交流输出电压的频率 的PLL的动作。

在图4的上位电压控制电路70中输入后述的来自电力控制电路 150的第1轴电压指令值120～1以及第2轴电压指令值120-2，输入来 自频率控制电路50的生成电角57、来自相位差生成电路30的相位差 电压以及交流端子22的单相交流输出电压。上位电压控制电路70根 据这些输入，输出为了使交流端子22的单相交流输出电压的振幅以及 频率接近于第1轴电压指令值120-1以及第2轴电压指令值120-2而 生成的电压指令信号以及频率指令信号。可以在上位电压控制电路70 上不直接输入第1轴电压指令值120-1以及第2轴电压指令值120-2， 而是经由确定第1轴电压指令值120-1以及第2轴电压指令值120-2 的上限和下线的限幅器121输入。具体地说，如图5所示，第一乘法 器73对在来自频率控制电路50的生成电角57的正弦值上乘以的 值和第1轴电压指令值120-1进行乘法运算。第一减法器71a从来自 第一乘法器73的信号中减去交流端子22的交流输出电压。第一上位 控制放大器72a为了使交流端子22的单相交流输出电压接近于第1 轴电压指令值120-1而放大来自第一减法器71a的信号作为电压指令 信号输出。另外，第二减法器71b从在第2轴电压指令值120-2上乘 以的值中减去来自相位差生成电路30的相位差电压。第二上位控 制放大器72b为了使交流端子22的单相交流输出电压的频率接近于第 2轴电压指令值120-2而放大来自第二减法器71b的信号作为频率指 令信号输出。

由此，即使电力系统的振幅以及频率变化，也能够检测针对该振 幅以及频率的单相电压型交直流变换装置11的单相输出电力的振幅 以及频率的各自的误差量。在此，在第一上位控制放大器72a以及第 二上位控制放大器72b中，也可以在来自第一减法器71a以及第二减 法器71b的输出上附加低通过滤要素。由此，能够使反馈环稳定化。 另外，也可以在第一上位控制放大器72a以及第二上位控制放大器72b 的后级进一步具备限幅器，经由限幅器输出来自第一上位控制放大器 72a以及第二上位控制放大器72b的输出。能够防止过输出使控制稳 定化。

图4的下位电压控制电路60根据交流端子22的单相交流输出电 压、包含频率控制电路50的生成电角57的电角指令信号以及来自上 位电压控制电路70的电压指令信号，将为了使上述单相交流输出电压 的振幅、频率以及相位接近于在交流端子22中的单相交流输出电压的 标准电压、上述电压指令信号以及上述电角指令信号的合成值而生成 的信号作为PWM指令输出。另外，标准电压用标准电压设定器61 预先设定。该标准电压成为交流端子22的单相交流输出电压的振幅的 标准。

具体地说，如图5所示那样，标准电压设定器61设定并输出标 准电压。第二乘法器65对在来自频率控制电路50的生成电角57的正 弦值上乘以的值和来自标准电压设定器61的标准电压进行乘法运 算。第一加法器62加算来自上位电压控制电路70的电压指令信号和 第二乘法器65输出的信号后输出结果。第三减法器63从第一加法器 62输出的信号中减去来自输出电压检测电路31的信号。电压控制器 64为了使交流端子22的单相交流输出电压接近于上述标准电压、上 述电压指令信号以及上述电角指令信号的上述合成值而控制第三减法 器63输出的信号，作为PWM指令输出。

由此，能够控制单相电压型交直流变换装置11的振幅以及相位， 使得在补偿用上位电压控制电路70检测到的误差量的同时，使单相电 压型交直流变换装置11的单相交流输出电压的振幅以及相位与电力 系统的振幅以及相位一致。电压控制器64能够例如适用放大器。在此， 在第三减法器63和电压控制器64之间进一步具备低通滤波器，可以 经由低通滤波器输出来自第三减法器63的输出。能够使在电压控制器 63中的控制稳定化。另外，在第三减法器63和电压控制器64之间(在 该位置上具备低通滤波器的情况下，在低通滤波器和电压控制器64 之间)进一步具备电压限幅器，可以经由电压限幅器输出来自第三减 法器63的输出。能够抑制单相电压型交直流变换装置11的起动时的 输出电压的过渡变化。

图4的交流电力测定器140输入输出电压检测电路31检测到的 交流端子22的单相交流输出电压的值以及输出电流检测电路34检测 到的交流端子22的单相交流输出电流的值，计算在交流端子22上的 单相输出电力的有效电力值和无效电力值。

具体地说，交流电力测定器140如图9所示那样，将用乘法器 147-1对输出电压检测电路31和输出电流检测电路34分别测定的电 力测定点的电压和电流进行乘法运算的积通过低通滤波器149-1用有 效电力值测定电路145测定有效电力值。另外，生成在电流相位延迟 电路143中让电力测定点的电流相位偏移90度的函数，将用乘法器 147-2对该函数和电力测定点的电压进行乘法运算的积通过低通滤波 器149-2用无效电力值测定电路146测定无效电力值。

另外，交流电力测定器140可以是如图10所示那样的构成。交 流电力测定器140具备：标准频率电路141，生成标准频率；电压相 位延迟电路142，根据来自标准频率电路141的标准频率，使电路测 定点的交流电压即测定交流电压的相位延迟生成延迟交流电压；电流 相位延迟电路143，根据来自标准频率电路141的标准频率，让电力 测定点的交流电流即测定交流电流的相位延迟生成延迟交流电流；电 力计算电路144。在电力计算电路144中，在用乘法器147-1对测定 交流电压和测定交流电流进行了乘法运算的结果上用加法器148-1加 算用乘法器147-2对来自电压相位延迟电路142的延迟交流电压和来 自电流相位延迟电路143的延迟交流电流进行了乘法运算的乘算值， 将该加算结果通过低通滤波器149-1作为有效电力值用有效电力值测 定电路145测定。另外，从用乘法器147-4对测定交流电流和来自电 压相位延迟电路142的延迟交流电压进行了乘法运算的乘算值中，用 减法器148-2减去用乘法器147-3对测定交流电压和来自电流相位延 迟电路143的延迟交流电流进行了乘法运算的乘算值，将该减法结果 通过低通滤波器149-2作为无效电力值用无效电力值测定电路146测 定。通过在测定交流电压和测定交流电流的乘算值上加算延迟交流电 压和延迟交流电流的乘算值，能够降低包含在有效电力值中的2倍频 率成分。另外，通过从测定交流电流和延迟交流电流的乘算值中减去 测定交流电压和延迟交流电流的乘算值，能够降低包含在无效电力值 中的2倍频率成分。因此，能够提高有效电力值和无效电力值的测定 精度，高精度地控制有效电力值和无效电力值。

在图4的电力控制电路150中，输入针对直流端子21的直流电 压的直流电压指令值以及针对交流端子22的单相输出电力的无效电 力值的无效电力指令值、直流电压检测电路161检测到的直流端子21 的直流电压检测值、交流电力测定器140计算的交流端子22的单相输 出电力的无效电力值。电力控制电路150为了使直流端子21的直流电 压接近于直流电压指令值，并且为了使交流端子22的单相输出电力的 无效电力值接近于无效电力指令值而生成针对交流端子22的单相输 出电压的振幅的第1轴电压指令值120-1以及针对频率的第2轴电压 指令值120-2并将其输出。

图3是说明电力控制电路150的控制内容的方框图。电路控制电 路150用加法电路153计算无效电力指令值和无效电力值的差，在指 令值计算电路151中计算后输出第1轴电压指令值。另外，电力控制 电路150在加法电路154中计算直流电压指令值和直流电压检测值的 差，在指令值计算电路152中计算后输出第2轴电压指令值。

图13～图15是说明指令值计算电路152的计算的图。图13的指 令值计算电路152用低通特性电路152a计算直流电压指令值和直流电 压检测值的差。低通特性电路152a具有式1的特性。

[式1]

${\hat{V}}_2^{*}\left(s\right)=-\frac{K_{\mathrm{dc}}}{1+T_{\mathrm{Kdc}}·s}({\hat{V}}_D^{*}\left(s\right)-{\hat{V}}_D\left(s\right))---\left(1\right)$

在此，V₂^＊是第2轴电压指令，V_D^＊是直流电压指令值，V_D是直 流电压检测值，s是拉普拉斯变换的变量，Kdc是比例增益，T_Kdc是 一次延迟时间常数，^表示拉普拉斯变换。

图14的指令值计算电路152用积分电路152b计算直流电压指令 值和直流电压检测值的差。积分电路152b具有式2的特性。

[式2]

${\hat{V}}_2^{*}\left(s\right)=-\frac{1}{T_{\mathrm{dc}}·s}({\hat{V}}_D^{*}\left(s\right)-{\hat{V}}_D\left(s\right))---\left(2\right)$

在此，V₂^＊是第2轴电压指令，V_D^＊是直流电压指令值，V_D是直 流电压检测值，s是拉普拉斯变换的变量，T_dc是积分常数，^表示拉 普拉斯变换。

图15的指令值计算电路152用并联低通特性电路152a和积分电 路152b的并联电路152c计算直流电压指令值和直流电压检测值。并 联电路152c具有式3的特性。

[式3]

${\hat{V}}_2^{*}\left(s\right)=(-\frac{K_{\mathrm{dc}}}{1+T_{\mathrm{Kdc}}·s}-\frac{1}{T_{\mathrm{dc}}·s})({\hat{V}}_D^{*}\left(s\right)-{\hat{V}}_D\left(s\right))---\left(3\right)$

在此，V₂^＊是第2轴电压指令，V_D^＊是直流电压指令值，V_D是直 流电压检测值，s是拉普拉斯变换的变量，Kdc是比例增益，T_Kdc是 一次延迟时间常数，Tdc是积分常数，^表示拉普拉斯变换。

另一方面，图3的指令值计算电路151和指令值计算电路152一 样用组合了低通滤波器特性电路以及积分电路的电路计算无效电力指 令值和无效电力值的差，生成第1轴电压指令值。

例如，如果指令值计算电路151和指令值计算电路152用并联低 通滤波器特性电路以及积分电路的电路构成，则第1轴电压指令值以 及第2轴电压指令值能够用下式计算。

[数4]

$\left(\begin{array}{c}{\hat{V}}_1^{*}\left(s\right)\\ {\hat{V}}_2^{*}\left(s\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\frac{K_Q}{1+T_{\mathrm{KQ}}·s}+\frac{1}{T_Q·s}& 0\\ 0& -\frac{K_{\mathrm{dc}}}{1+T_{\mathrm{Kdc}}·s}-\frac{1}{T_{\mathrm{dc}}·s}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{\hat{Q}}^{*}\left(s\right)-\hat{Q}\left(s\right)\\ {\hat{V}}_D^{*}\left(s\right)-{\hat{V}}_D\left(s\right)\end{array}\right)$

在此，V₁^＊：第1轴电压指令[V]

V₂^＊：第2轴电压指令[V]

Q^＊：无效电力指令[var]

Q：无效电力值[var]

V_D^＊：直流电压指令值[V]

V_D：直流电压检测值[V]

K_Q：Q控制的一次延迟增益

T_KQ：Q控制的一次延迟时间常数[s]

T_Q：Q控制的积分时间常数[s]

K_dc：直流电压控制的一次延迟增益

T_Kdc：直流电压控制的一次延迟时间常数[s]

T_dc：直流电压控制的积分常数[s]

^表示拉普拉斯变换。

单相电压型交直流变换装置11如以下那样动作。如果从直流端 子21一侧输入直流电力，则直流电压检测值V_D上升。因为直流电压 检测值和直流电压指令值V_D^＊的误差变为负，所以指令值计算电路152 进行动作以增加第2轴电压V₂^＊。另外，如果直流电压指令值V_D^＊增 加，因为和直流电压检测值的误差变为正，所以指令值计算电路152 进行动作以减少第2轴电压指令V₂^＊。第2轴电压指令值V₂^＊一侧的 指令值计算电路152针对输入的输出的极性变成反转。另一方面，第 1轴电压指令V₁^＊和无效电力值的关系和PQ控制的情况一样，第1轴 电压指令V₁^＊一侧的指令值计算电路151，没有输入和输出的极性的反 转。

单相电压型交直流变换装置11进一步具备检测直流端子21的直 流电流值的直流电流值检测电路162。电力控制电路150的指令值计 算电路152在用低通特性电路152a、积分电路152b或者并联电路152c 计算直流电压指令值和直流电压检测值的差后，加算直流电流检测电 路162检测出的直流电流值。图16～图18是说明加算直流电力值时的 指令值计算电路152的计算的图。

图6表示涉及其他形态的单相电压型交直流变换装置的概略构成 图。

图6的单相电压型交直流变换装置11是在第四加法器69中在来 自图5所示的单相电压型交直流变换装置11的电压控制器64的输出 上进一步加算来自滤波器电流补偿器66、PWM电流偏差补偿器67 以及前馈放大器68的输出的形态。这种情况下，单相电压型交直流变 换装置40能够适用在图7或者图8中说明的其中一个单相电压型交直 流变换电路40-1、40-2。因此，在图6中，假设适用图7或者图8之 一的单相电压型交直流变换电路40-1、40-2。

滤波器电流补偿器66输出规定的电流补偿值以便补偿在单相电 压型交直流变换电路40内的单相交流滤波器电路45(图7或者图8) 中的电流损失量。由此，在单相电压型交直流变换装置11中，预先在 滤波器电流补偿器66中设定在图7或者图8的单相交流滤波器电路 45中的电流损失量，通过加算到来自电压控制器64的输出矢量上则 能够补偿该电流损失量。另外，PWM电流偏差补偿器67输出规定的 电流偏差补偿值以便补偿来自单相电压型交直流变换电路40的单相 交流输出电流的电流偏差量。由此，在单相电压型交直流变换装置11 中，预先在PWM电压偏差补偿器67中设定在将PWM指令作为零指 令时的单相电压型交直流变换电路40中的电流偏差量，通过加算在来 自电压控制器64的输出矢量上补偿该电流偏差量。另外，前馈放大器 68输入输出电流检测电路34检测到的单相交流输出电流的值，用规 定的前馈增益放大并输出以便补偿针对交流端子22的负荷的电流。由 此，在单相电压型交直流变换装置11中，在输出电流检测电路34中 检测交流端子22的单相交流输出电流，将值引入前馈放大器68，通 过加算到来自电压控制器64的输出值上，即使负荷电流变化也能够发 生稳定的输出电压。

限幅器121确定第1轴电压指令值120-1以及第2轴电压指令值 120-2的上限和下限，防止过大的第1轴电压指令值120-1以及第2轴 电压指令值120-2输入到上位电压控制电路70。

如上所述，从图4至图6的单相电压型交直流变换装置11因为 具有内部等价阻抗，所以在能够作为电压源与电力系统连接运行的同 时，因为具备频率控制电路50、上位电压控制电路70以及下位电压 控制电路60，所以可以进行自律补偿针对电力系统的电力偏差的自律 并行运行。因此，在装置的可靠性高的同时可以分散装置。进而，当 并行运行多台的情况下，能够没有台数限制地运行。

另外，电力控制电路150具有指令值计算电路152，因为根据直 流电压检测值生成第2轴电压指令，所以单相电压型交直流变换装置 11能够保持直流端子21的直流电压为一定。因此，单相电压型交直 流变换装置11能够将输出或者要求的直流电力变化的直流设备连接 在直流端子21上，并且能够设置成还可以自律并行运行的单相电压型 交直流变换装置。

[互连系统]

以下，说明具备在图4至图6中说明的单相电压型交直流变换装 置11的互连系统301。图19是说明互连系统301的构成的图。互连 系统301具备：单相电压型交直流变换装置11；经由DC/DC变换器 202和单相电压型交直流变换装置11的直流端子21连接，在和直流 端子21之间对直流电力进行授受的n台(n是任意的自然数)的直流 设备203。

DC/DC变换器202是电流输出型的直流变换器。例如，当直流 设备203是太阳能电池的情况下，DC/DC变换器202调整电压以及电 流以便能从太阳能电池中取出最大电力。

直流设备203是直流能源或者直流负荷。所谓直流能源例如是太 阳能电池、二次电池。燃料电池等。另外，所谓直流负荷例如是充电 器。互连系统301因为单相电压型交直流变换装置11能够将直流端子 21的直流电压维持在一定，所以可以经由DC/DC变换器202将直流 设备203直接连接到直流端子21上。

而且，互连系统301并不只是进行直流设备203和电力系统的电 力的授受，还可以直接从直流能源即直流设备203向直流负荷即直流 设备203直接提供直流电力。因为即使来自直流能源的直流电压变化， 单相电压型交直流变换装置11也进行动作以便将直流端子21的直流 电压保持为一定值，所以能够接收直流负荷是一定的电压的电力。

(实施例)

图20表示200V、50Hz、1kVA的单相电压型交直流变换装置中 的模拟结果。该单相电压型交直流变换装置作为电力控制电路中的指 令值计算电路具有图4的电路。并且，将输入到电力控制电路中的直 流电压指令值设为330V。将控制参数设定为K_dc＝0.6、T_dc＝2ms、 T_Kdc＝0.25sec。最初在直流一侧是无负荷的状态下进行连接运行，在时 刻160ms以阶梯方式投入1kW的直流负荷。负荷投入后，直流端子 21的直流电压降低30V左右，但立即从交流端子22一侧通过单相电 压型交直流变换电路40流入电力，在时刻200ms大致恢复到直流电 压指令值。另外，来自电力系统的受电电流波形变成功率因数1的正 弦波。

本发明的单相电压型交直流变换装置能够适用到太阳能发电用 逆变器、燃料电池用逆变器、蓄电系统用逆变器、带DC连接的风力 发电用逆变器等的分散电源用逆变器、整流器、以及SVC(无效电力 补偿装置)等。